Источники вторичного электропитания

Источники вторичного электропитания

Введение

высоковольтный транзистор электропитание трансформатор

Построение по традиционной схеме источника вторичного электропитания (ИВЭП), содержащие трансформатор, вентили, преобразующие переменный ток в пульсирующий, фильтр и стабилизатор относятся к классу линейных ИВЭП. Они просты в исполнении, обладают хорошими показателями качества выходного напряжения, низким уровнем электромагнитного излучения. Однако они имеют невысокий КПД, рассеивают большую мощность и имеют низкие массогабаритные показатели. Большие габариты таких ИВЭП обусловлены тем, что питающее напряжение имеет низкою частоту - 50 Гц. Это приводит к необходимости применения трансформатора с большим сечением магнитопровода и использование крупногабаритных конденсаторов большой емкости для фильтрации низких частот.

Важным шагом на пути решения проблемы миниатюризации ИВЭП, повышения КПД явилось создание ключевых источников вторичного электропитания, активные элементы которых работают не в линейном, а ключевом режиме. Основу таких ИВЭП составляет ключевой преобразователь напряжения (КПН), который генерирует последовательность прямоугольных импульсов, следующих с высокой частотой.

Использование КПН создает принципиальную возможность осуществлять стабилизацию выходного напряжения и его регулирование в широких пределах. Действительно, для последовательности прямоугольных импульсов длительностью t_и, с периодом следования Т и амплитудой U_m ряд Фурье будет

 .

Среднее значение напряжения определяется соотношением

U₀=U_mt_и/T

Из выражения (1.1) следует, что среднее значение напряжения последовательности прямоугольных импульсов зависит от отношения t_и/T и его можно регулировать в пределах 0£U₀£U_m путем изменения длительности импульсов t_и и периода следования Т.

Существуют три способа регулирования: широтно-импульсный метод (t_и-var, T-const), частотно-импульсный (t_и-const, T-var), и времяимпульсный (t_и-var, T-var).

Наибольшее распространение в ключевых ИВЭП получил широтно-импульсный метод (ШИМ) регулирования и стабилизации напряжения или тока.

Ключевые ИВЭП позволили перейти от преобразования электроэнергии на стандартных низких частотах (50 или 400 Гц) к преобразованию на частотах в десятки и сотни килогерц при формировании прямоугольных импульсов напряжения или тока.

Рис.

Использование высоких частот наряду с преимуществами электронного способа регулирования ключевого режима дало возможность значительно уменьшить объемы используемых трансформаторов и сглаживающих фильтров и тем самым существенно улучшить массогабаритные показатели таких ИВЭП. Появление мощных высоковольтных транзисторов и материалов с малыми потерями для магнитопроводов высокочастотных трансформаторов открыло возможность создания ключевых ИВЭП с бестрансформаторным входам (БТВ). Силовая часть таких устройств работает от выпрямителя, подключенного непосредственно к питающей сети. Эти устройства по удельной мощности, определяемой отношением выходной мощности к массе или объему ИВЭП, значительно превосходят лучшие образцы, выполненные на основе линейных ИВЭП. Например, при выходной мощности около 100 Вт ключевые ИВЭП с БТВ могут иметь удельную мощность до 200 Вт/дм³, а при использовании интегральных компонентов и больше, в то время как этот показатель для устройств, построенных на базе линейных ИВЭП, составляют 10…20 Вт/дм³.

Обобщенная структурная схема ИВЭП с БТВ (рис. 1.1) включает в себя сетевой выпрямитель с фильтром (СВ), ключевой преобразователь напряжения (КПН) и систему управления (СУ), основу которой обычно составляет широтно-импульсный модулятор (ШИМ). Сетевой модулятор в сочетании с фильтром на пассивных элементах осуществляет преобразование напряжения промышленной частоты u₁ в выпрямляемое напряжение U_н. В КПН напряжение U_н с помощью инвертора, имеющего трансформаторный выход, и и высокочастотного выпрямителя (ВЧ) преобразуется в последовательность однополярных прямоугольных импульсов амплитудой U_m, постоянная составляющая которых U₀ выделяется в нагрузке I,C-фильтром нижних частот (ФНЧ).

В системе управления производится сравнение выходного напряжения U_R с заданным опорным напряжением, усиление разностного сигнала ошибки и формирование сигнала управления инвертором u_упр, представляющего собой последовательность широтно-модулированных импульсов и позволяющего в зависимости от вида опорного сигнала либо поддерживать выходное напряжение U_R неизменным, либо регулировать его по требуемому закону. Питание СУ обычно осуществляется вспомогательным выпрямителем. ИВЭП включает в себя устройства электронной защиты, а также различные средства обеспечения электромагнитной совместимости.

Энергетические параметры импульсного ИВЭП определяет ключевой преобразователь напряжения, который включает в себя инвертор и высокочастотный выпрямитель с фильтром. Инвертор - это устройство, предназначенное для преобразования постоянного тока в переменный.

В КПН в основном используется инверторы на транзисторах, так как это обеспечивает возможность стабилизировать и регулировать выходное напряжение. По принципу передачи энергии в нагрузочную цепь КПН делятся на преобразователи прямого и обратного хода. В преобразователях прямого хода передача энергии в нагрузку происходит при замкнутом электроном ключе, а в преобразователях обратного хода - при разомкнутом. Кроме того, КПН делятся на однотактные и двухтактные преобразователи. Однотактные преобразователи содержат один или несколько синхронно работающих ключей. Двухтактные КПН содержат два канала преобразования, сигналы управления которых сдвинут во времени на половину периода их следования.

В данном курсовом проекте разрабатывается однотактный КПН прямого хода, осуществляющий импульсную стабилизацию тока заряда аккумуляторной батареи, с параметрами, указанными в техническом задании.

1. Анализ технического задания

Целью анализа технического задания является выяснение моментов технического задания, без которых дальнейшее проектирование является невозможным. При анализе заданного технического задания необходимо выполнить следующие моменты:

) Минимальное напряжение аккумуляторной батареи U_АБmin и напряжение отключения аккумуляторной батареи U_АБоткл;

) Заданную схему преобразовательной ячейки и принцип ее работы. Напряжение отключения аккумуляторной батареи следует принять равным постоянному выходному напряжению, то есть U_АБоткл=U_вых=48 В. так как для аккумуляторов типа FG не допускается разряд аккумулятора до напряжения ниже 0,85 U_ном (лит. [1]), то минимальное напряжение аккумуляторной батареи следует принять равным U_Абmin=0.85 × U_Аботкл=0,85 × 48=40,8 В.

Схема заданной однотактный прямоходовой ячейки без размагничивающей обмотки трансформатора и ее работа описаны в в лит. [2].

Принципиальная схема такого КПН представлена на рис 2.1. Собственно инвертор включает в себя транзистор VT₁ и трансформатор TV, вторичная обмотка которого подключена к высокочастотному выпрямителю, состоящему из диодов VD₁, VD₂ и LC-фильтра. Трансформатор обеспечивает гальваническую развязку источника питающего напряжения U_Н с нагрузкой R_Н, позволяет получить заданное значение выходного напряжения U_R при соответствующем коэффициенте трансформации n₂₁=w₂/w₁, а также играет роль накопительного элемента.

КПН в своем составе содержит нелинейные элементы. Это прежде всего трансформатор, кривая намагничивания которого имеет петлю гистерезиса и участок насыщения. При анализе процессов в КПН в первом приближении нелинейность трансформатора не учитывается, если рабочая точка на кривой намагничивания не выходит на участок насыщения. Также не учитывается активное сопротивление дросселя L и сопротивления потерь конденсатора С. Естественно, что такие допущения приводят к некоторому снижению точности результатов анализа. Однако, как показывает опыт практической работы, это снижение точности не существенно.

Рассмотрим установившийся режим работы и положим, что напряжение U_н, длительность управляющих импульсов t_и, подаваемых на вход транзистора VT₁, и период их следования Т постоянные (рис. 2.2). До момента времени t₀ за счет процессов ,протекавших в схеме в предшествующие моменты времени конденсатор С заряжен до напряжения U_R, а в дросселе L накоплена энергия W_L=Li_L²/2. В результате в цепи дроссель L, нагрузка R_Н, открытый диод VD₂ протекает ток i_L, который в момент времени t₀ равен I_Lmin. При подаче управляющего импульса в момент времени t₀ открывает транзистор VT₁, коллекторное напряжение резко уменьшается до U_{КЭ нас} и к первичной обмотке трансформатора прикладывается постоянное напряжение U₁=U_П-U_{КЭ нас} » U_П. Во вторичной обмотке также индуцируется постоянное напряжение U₂=n₂₁U_н, где n₂₁- коэффициент трансформации.

При этом к диоду VD₁ прикладывается прямое напряжение и он открывается, а диод VD₂ закрывается. В результате во вторичной обмотке ток скачком возрастает до I_Lmin, что вызывает также скачкообразное увеличение тока первичной обмотке и коллекторного тока транзистора i_k=I_Lmin/n₂₁. В дальнейшем ток во вторичной обмотке будет увеличиваться по линейному закону, поскольку к дросселю прикладывается практически постоянное напряжение U_L=U₂-U_R=n₂₁U_Н-U₀, где U₀ - среднее значение выпрямленного напряжения. Коллекторный ток также будет увеличиваться практически по линейному закону за счет роста тока вторичной обмотки и тока подмагничивания i_m трансформатора , где L_m - индуктивность намагничивания трансформатора. К моменту окончания управляющего импульса t₁ ток i_L протекающий через дроссель, увеличивается до I_Lmax.

В момент времени t₁ транзистор VT₁ закрывается и обрывается ток первичной обмотки. В результате за счет энергии, накопленной в трансформаторе, напряжение на его обмотках изменяется полярностью на обратную (полярность напряжения, соответствующая моменту запирания транзистора, на рис. 3.1 указана в скобках). Это приводит к появлению всплеска коллекторного напряжения транзистора. Амплитуда всплеска зависит от параметров трансформатора и, как правило, имеет значительную величину, а форма всплеска может быть апериодической или колебательной. При закрывании транзистора VT₁ ток через дроссель начинает уменьшаться и напряжение на нем меняет свою полярность. В результате диод VD₂ открывается, поскольку к нему прикладывается прямое напряжение, а диод VD₁ закрывается. В дальнейшем в паузе между управляющими импульсами в схеме протекает уменьшающийся по времени ток i_L по цепи дроссель L - нагрузка R_н - открытый диод VD₂. При этом напряжении на дросселе L остается практически постоянным U_L=U_R-U_VD2»U₀, где U_VD2 - падение напряжения на открытом диоде VD₂.

В момент времени t₂ когда пауза заканчивается, ток i_L уменьшается до I_Lmin. В дальнейшем при подаче следующего управляющего импульса процессы в схеме повторяются.

Как следует из приведенных временных диаграмм, ток i_L за время действия управляющего импульса нарастает на величину DI_L, а в паузе между импульсами уменьшается на такую же величину. Причем изменение тока происходит по линейному закону поскольку напряжение на дросселе практически постоянное. Изменение тока DI_L можно рассчитать следующим образом. В паузе между управляющими импульсами напряжение на дросселе в соответствии с выражением (2.1) равно U_L=U₀ следовательно,

D.

Среднее значение тока I_Lср протекающего через дроссель, равно среднему значению тока нагрузки I₀ I_Lср=I₀=U₀/R_н.

Отсюда

;  (2.3)

Временная диаграмма напряжения на нагрузке U_R может быть построена с использованием диаграммы тока i_L, протекающего через дроссель L. Когда ток i_L превышает уровень I_Lср то происходит подзарядка конденсатора С и напряжение U_R повышается. При i_L<I_Lср имеет место разрядка конденсатора и связанное с ней уменьшение выходного напряжения. Как следует из рис. 2.2, до зарядка конденсатора С и соответствующее увеличение выходного напряжения происходит в течении второй половины длительности управляющих импульсов и первой половины паузы. Соответственно разрядка конденсатора С и спад выходного напряжения имеют место в течении второй половины длительности импульса и первой половины длительности паузы. Таким образом, за период Т выходное напряжение изменяется на величину DU_R, которую можно рассчитать следующим образом. В интервале времени t…t₁ равном t_и/2 ток i_C, идущий на зарядку конденсатора С, определяется соотношением i_C=DI_Lt/t_и, а в интервале t₁…t» который равен t_и/2, i_C=DI_L(1-2t/t_И)/2. Следовательно,

.

После подстановки в это выражение значения DI_L из (2.2) получим

Соотношение (2.4) позволяет определить коэффициент пульсаций

Полученное выражение даст возможность рассчитать параметры фильтра LC при заданных значениях к_п, f, t_п и выполнении условия 1/(2pfC)<<R_н.

На рис 12,24 приведены диаграммы токов и напряжений в схеме КПН для случая, когда ток i_L в паузе не спадает до нуля. Такой режим работы называется режимом непрерывного тока. Возможен и другой режим работы КПН, когда ток i_L спадает до нуля до окончания паузы - режим прерывистого тока. В первом случае I_Lmin>0, а втором случае I_Lmin=0. Используя соотношение (2.3), можно определить условие работы схемы в том или ином режиме. Если 1/R_н > t_и/(2L), то имеет место режим непрерывного тока, а если 1/R_н < t_и/(2L), то КПН работает в режиме прерывистого тока. При одинаковых значениях напряжения питания U_н и нагрузки R_н максимальное значение тока I_Lmax для режима прерывистого тока больше, чем для режима непрерывного тока. Следовательно, установленные мощности транзистора VT₁ и диодов VD₁, VD₂ будет больше, если схема работает в режиме прерывистого тока. Кроме этого, в режиме прерывистого тока увеличивается пульсации выходного напряжения. Учитывая эти факторы, целесообразно обеспечить работу схемы в режиме непрерывного тока. При дальнейшем проектировании силовой части ИВЭП и устройства управления для него следует учесть выше описанные процессы.

Процессы в понижающем преобразователе в режиме непрерывного тока дросселя

Рис. 2.2.

Рис.

2. Разработка структурной схемы

ДТ - датчик тока; СУ - согласующее устройство; ДН - датчик напряжения АБ;

S - сумирующий усилитель; ИОН - источник опорного напряжения; УР - усилитель разности сигнала; ШМ - широкоимпульсный модулятор; & - логический элемент «И»; К - аналоговый компаратор напряжений; VT - силовой транзистор. (рис. 3.1)

Разработка структурной схемы устройства управления силовым инвертором.

Структурная схема устройства управления силовым инвертором, составленная по материалам, изложенным в лит. [3], изображена на рис. 3.1.

Необходимый уровень тока нагрузки задается с помощью источника опорного напряжения (ИОН). В качестве ИОН обычно используется источник высокостабильного напряжения с выходным потенциометрическим делителем напряжения.

Уровень напряжения, пропорциональный току нагрузки, снимается с датчика тока (ДТ) и поступает на согласующее устройство (СУ), которое сопряжет ДТ с остальной частью устройства управления. В качестве датчика тока обычно используется токоизмерительный шунт, на котором при номинальном значении тока падает напряжение 75 мВ.

Суммирующий усилитель (S) вычитает из опорного напряжения выходное напряжение согласующего устройства, которое по своей сути является напряжением обратной связи. Полученный таким образом разностный сигнал усиливается с помощью усилителя разностного сигнала (УР), коэффициент усиления которого и определяет статическую точность импульсного стабилизатора тока.

Широтно-импульсный модулятор (ШМ) преобразует выходное напряжение УР(U_ур)в относительную длительность управляющих импульсов. При возрастании входного напряжения ток нагрузки сигнала также увеличится скачком. При этом увеличится входное напряжение СУ и уменьшится U_ур, что приведет к уменьшению относительной длительности управляющих импульсов. Это снизит ток нагрузки до уровня заданного значения.

При снижении входного напряжения все вышеуказанные величины изменятся в обратную сторону. Таким образом, осуществляется отрицательная обратная связь.

Выходные импульсы ШМ поступают на один из входов логического элемента «И» на другой вход которого поступает выходной сигнал аналогового компаратора напряжений (К), сравнивающего выходное напряжение ИОН с выходным напряжением датчика напряжения аккумуляторной батареи (ДН). При условии U_ДН ³ U_ИОН на выходе К устанавливается уровень логического нуля, а при этом выходные импульсы ШМ через элемент «И» не пройдут. Кроме того, для индикации окончания заряда АБ должен быть предусмотрен соответствующий светодиод.

После элемента «И» широтно-модулированные импульсы поступают усилитель мощности (УМ), преобразующий эти импульсы достаточной для управления силовым транзистором мощности.

Схема

Рис. 3.2.

3. Выбор элементной базы

После выбора и обоснования структурной схемы заданного электронного устройства необходимо сделать выбор элементной базы. В первую очередь необходимо решить о типе элементной базы, наиболее подходящем для проектируемого электронного устройства.

В принципе, возможны три типа элементной базы:

) только ИМС (интегральные микросхемы);

) только ДЭ (дискретные элементы);

) ИМС и ДЭ, или смешанный тип элементной базы.

Наиболее подходящим для проектирования заданного импульсного стабилизатора тока является смешанный тип элементной базы. На дискретных элементах будет спроектирована силовая часть импульсного стабилизатора напряжения, а на интегральных микросхемах - блоки устройства управления.

Далее необходимо составить перечень критериев в приоритетном порядке для выбора, как дискретных элементов, так и интегральных микросхем. Критерии и их приоритеты определяются, в первую очередь, условиями технического задания, решаемыми при проектировании электронных устройств или иного направления. Так, например, при проектировании вторичных источников электропитания (стабилизаторов напряжения или тока) решаются задачи увеличения коэффициента полезного действия (КПД) устройства, уменьшения его массы, габаритов, стоимости.

Исходя из выше изложенного, составим перечень критериев в приоритетном порядке для выбора интегральных микросхем:

) минимальное энергопотребление;

) минимальные габариты;

) минимальная масса;

) минимальная стоимость.

Основной микросхемой, на которой будут спроектированы блоки управления, является операционный усилитель (ОУ). С учетом выше составленных требований для выбора ИМС в качестве ОУ используем микросхему типа К1401УД2 с типовой схемой включения, описанную в лит. [4].

Одна микросхема содержит в своем корпусе четыре независимых ОУ и имеет следующие параметры:

Номинальное напряжение питания: Uп = ± 15В;

Номинальный потребляемый ток: In = 3 мА;

Максимальное выходное напряжение Uвыхmаxoy = ± 12В;

Минимальное сопротивление нагрузки Rнном = 2 кОм.

Выбор другим ИМС будет осуществлен при непосредственном расчете электрической принципиальной схемы.

Составим перечень критериев в приоритетном порядке для выбора дискретных элементов.

) Минимальное падение напряжения в прямом направлении для диодов и минимальное напряжение насыщения коллектор-эмиттер для транзисторов;

) Минимальное время переключения для транзисторов;

) Минимальные габариты корпусов;

) Минимальная масса;

) Минимальная стоимость.

Выбор дискретных элементов будет осуществлен при непосредственном расчете элементов силовой части.

4. Расчет и выбор элементов силовой части

Расчет силового трансформатора. Перед расчетом силового трансформатора инверторной ячейки предварительно зададимся следующими условиями:

) Частоту промежуточного преобразования примем равной f_пр=10 кГц;

) Для реализации трансформатора используем тороидальный сердечник из феррита марки М2000НМ-1;

) Напряжение насыщения коллектор - эмиттер силового транзистора примем равным U_КЭнас=1.5 В;

) Падение постоянного напряжения на активном сопротивлении дросселя входного фильтра примем равным DV_дрвых = 0,5 В;

) Для сглаживания пульсаций входного напряжения используем Г-образный LC-фильтр, а падение постоянного напряжения на активном сопротивлении дроселя входного фильтра примем равным DU_дрвх = 4 В;

) Для выпрямления сетевого напряжения используем мостовую схему падения напряжения в прямом направлении на всех диодах примем равным DU_VD=1 В;

) Максимальную относительную длительность управляющих импульсов примем равной g_max=0.8. Определим минимальное, номинальное и максимальное амплитудное значение напряжения первичной обмотки трансформатора:

U_1MНОМ = U_с - 2DU_VD - DU_дрвх - U_КЭнас= 220 - 2 × 1 - 4 -1,5= 212,5 В;

U_1MМIN = 0.85U_с - 2DU_VD - DU_дрвх - U_КЭнас= 0.85 × 220 - 2 × 1 - 4 -1,5= 179,5 В;

U_1MМAX = 1.1U_с - 2DU_VD - DU_дрвх - U_КЭнас= 1.1 × 220 - 2 × 1 - 4 -1,5= 234,5 В;

Определим минимальное амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора:

 В.

Определим эффективные значения напряжений первичной и вторичной обмоток трансформатора:

U_1эф=U_1mmin=179.5=160.55 B._2эф=U_2mmin=61.875=55.343 B.

Определим эффективное значение тока вторичной обмотки трансформатора:

I_2эф=U_1mmax=2=1.789 A.

Определим мощность вторичной обмотки трансформатора:

P₂=U_2эфI_2эф=55.343 × 1.789=99 Bт.

По графику из лит. [5] определим КПД трансформатора: i_тр=0,94.

Определим мощность первичной обмотки трансформатора:

Вт.

Определим эффективное значение тока первичной обмотки трансформатора:

А.

Определим габаритную мощность трансформатора:

Вт.

По таблицам и графикам лит. [5] определим параметры, необходимые для расчета трансформатора.

Коэффициент заполнения сердечника: к_зс=1;

Коэффициент заполнения окна медью обмоток: к₀=0,2;

Магнитная индукция в сердечнике: Вт=0,2 Тл;

Допустимая плотность тока в обмотках трансформатора: y=6,5 А/мм²;

Относительное падение напряжения на обмотках трансформатора: dU=0.03.

Определим габаритное произведение магнитопровода (всм⁴):

,

Где - коэффициент формы напряжения прикладываем к первичной обмотке трансформатора, его следует принять равным к_ф=1, так как наличие паузы в управляющих импульсных компенсируется величиной g.

 см⁴.

Из ряда стандартных магнитопроводов выбираем магнитопровод типа К40´25´7,5 с параметрами:

Ширина стержня: а=0,75 см;

Внутренний диаметр: d=2,5 см;

Внешний диаметр: D=4 см;

Высота: в=0,75 см;

Масса магнитопровода: G_С=32 гр;

Средняя длина магнитной силовой линии: l_ср=10,2 см;

Площадь окна магнитопровода: S₀=4.9087 см²;

Площадь сердечника: S_c=0,5625 см²

Определим число витков на вольт ЭДС, индуктируемый в обмотке трансформатора:

.

Рассчитаем количество витков обмоток:

W₁=W₀(1-dU)U_1эф=2.222(1-0.03)160.55=346 витков.

W₂=W₀(1+dU)U_2эф=2.222(1+0.03)55,343=127 витков.

Определим расчетное сечение S_wрас проводов первичной и вторичной обмоток в мм²:

мм²; мм².

Для обеих обмоток выбираем медный обмоточной провод марки ПЭВ-1 круглого сечения с номинальными диаметром провода без изоляции D_Wном, номинальным сечением S_Wном и диаметром провода с изоляцией D_Wид:

D_W1ном=0.38 мм; S_W1ном=0,1134 мм²; D_Wид=0,42 мм;

D_W2ном=0.62 мм; S_W2ном=0,3019 мм²; D_W2ид=0,67 мм;

Определим действительный коэффициент заполнения окна трансформатора медью обмоток:

.

(Если К₀ не удовлетворяет неравенству: 0,15 £ К₀ £ 0,22, то необходимо выбрать другой магнитопровод и произвести все расчеты заново).

Для дальнейших расчетов необходимо определить минимальную относительную длительность импульса напряжения, прикладываемых к первичной обмотке трансформатора.

,

где U_2mmax - максимальное амплитудное значение напряжения на вторичной обмотке трансформатора. U_2mmax=U_1mmax=234.5B.

Отсюда:

5.Расчет выходного фильтра

Расчет выходного фильтра произведем по методике, описанной в лит. [5].

Определим критическую (минимальную) индуктивность дросселя фильтра:

 Гн.

Кроме того, выбираемый дроссель должен быть рассчитан на номинальный ток подмагничивания не ниже I_mmax=2 A и на рабочею частоту не ниже f_пр=10 кГц. Исходя из этих соотношений, выбираем дроссель Д347 с последовательным соединением обмоток. Такой дроссель имеет параметры:

Номинальная индуктивность: L_номвых=0,018 Гн;

Номинальный ток подмагничивания: 2,2 А;

Максимальная рабочая частота: 50 кГц;

Сопротивление обмоток: R_дрвых=0,264 Ом.

Уточним падение постоянного напряжения на дросселе выходного фильтра:

,

что незначительно превышает заложенное значение.

Определим величину напряжения и емкости фильтрового конденсатора с учетом допустимого отклонения емкости конденсаторов от номинального значения на ±20%: U_свых>U_2mmax=86.074 В;

.

Выбираем конденсатор (справочник [6]) типа К50-27-160В-470мкФ±20%.

Определим резонансную частоту фильтра:

.

Эта частота не представляет опасности для преобразователя, так как выполняется условие f_резвых<<f_пр.

Для дальнейших расчетов необходимо определить величину изменения тока в дросселе:

6.Расчет и выбор диодов преобразовательной ячейки

Определим соотношения для выбора диодов VD₁ и VD₂ (рис.2). Максимальное обратное напряжение, прикладываемое к диоду U_обрmax>U_2mmax=86.074 В;

Максимальный прямой ток через диод:

Кроме того, выбираемые диоды должны быть рассчитаны на максимальную рабочую частоту не ниже f_пр=10кГц.Исходя из этих соотношений выбираем диоды (справочник [7]) КД212В с параметрами: Максимальная рабочая частота: 100 кГц;

Допустимое обратное напряжение U_обрдоп=100 В;

Средний прямой ток I_пр=10 А;

Прямое падение напряжения DU_VD=1 В.

7.Расчет и выбор транзисторных ключей

Определим соотношение для выбора силового транзисторного ключа инверторной ячейки.

Максимальное напряжение, прикладываемое к закрытому ключу

U_клmax>U_с1,1+(U_АБоткл+DU_VD)=220×1.1+(48+1)=375.5 В.:

Максимальный ток, протекаемый через открытый клюю

:

Исходя из этих соотношений по справочнику [8] выберем транзистор типа КТ834А с параметрами:

U_кэдоп=500 В (R_бэ=100 Ом) (допустимое напряжение коллектор - эмиттер);

I_кдоп=15 А (допустимый ток коллектора);

U_кэном=15 В (напряжение насыщения коллектор - эмиттер);

b=150 (минимальный коэффициент передачи тока базы);

U_бэнас=2 В (напряжение насыщения база - эмиттер);

t_вкл=0,6 мкс (время включения);

t_выкл=1,2 мкс (время выключения).

Для формирования траектории переключения транзистора используем демпорирующую R-C-D цепь, изображенную на рис. 5.1.

Произведем расчет R-C-D цепи.

Напряжение на зажимах транзистора изменяется по закону

.

Примем, что U_T=U_клmax=375,5 В при t=t_выкл=1,2 × 10^-6 сек, I_кл=I_клmax=0.759 A.

Определим значения напряжения и емкости конденсатора R-C-D цепи

U_c>U_клmax=375,5 В;

Выбираем конденсатор типа К73-15-630В - 0,0012 мкФ.

Определим параметры диода R-C-D цепи.

Максимальное обратное напряжение: U_обрmax>U_клmax=375,5 В;

Максимальный прямой ток: I_прmax=I_клmax=0,759 А.

Кроме того, выбираемый диод должен быть рассчитан на максимальную рабочую не ниже f_пр=10 кГц.

Выбираем диод типа КД226Г с параметрами:

U_обрдоп=600 В; f_рабmax=35 кГц; I_прср=1,7 А; U_пр=1,2 В (прямое падение напряжения).

Определим сопротивление резистора R-C-D цепи из соотношения 3RC»T/2

Ом.

Определим мощность резистора R-C-D цепи:

P_R=0.5×C×U_T²×f_пр=0,5×1,2×10^-9×375,5² ×10×10³=0,846 Вт.

Выбираем резистор типа С2-23-1-13 кОм±5%.

8.Выбор датчиков тока и напряжения аккумуляторной батареи

Для обеспечения гальванической развязки обмоток трансформатора примем, что измерения тока заряда АБ и напряжения АБ производится с помощью датчиков холла (ДХ). Датчик холла - это измеритель постоянного тока или напряжения, состоящий из обмотки питания и информационной обмотки. Обе обмотки размещаются возле проводника с током в определенном расположении, благодаря чему выходное напряжение ДХ пропорционального измеряемому напряжению или току. Принципиальная схема ДХ является довольно сложной, поэтому, в данном курсовом проекте рассматриваться не будет. Примем условие, что при максимальном токе заряда выходное напряжение ДХ, измеряющего тока, будет равно 79 мВ, а выходное напряжение ДХ, измеряющего напряжения ДХ, будет построено в соответствии с выходным напряжением на ИОН.

9.Расчет и выбор элементов входного фильтра

Для импульсных преобразователей постоянного напряжения, его коэффициент пульсаций должен быть не выше 5% (лит. [3]), поэтому коэффициент пульсаций на входе фильтра примем равным к_пвых=5%. Коэффициент пульсаций на входе фильтра при мостовой схеме выпрямления будет равен к_пвх=67% (лит. [5]).

Исходя из этого, определим коэффициент сглаживания фильтра:

Определим произведение индуктивности на емкость фильтра: , где m=2 - пульсность мостовой схемы выпрямления.

ГнФ.

Определим критическую (минимальную) индуктивность дросселя фильтра:

 Гн.

Кроме того, выбираемый дроссель должен быть рассчитан на ток подмагничивания не ниже I_1эф=0,656 А. Выбираем дроссель типа Д273 с последовательным соединением обмоток. Дроссель имеет параметры:

Номинальная индуктивность: L_номвх=0,6 Гн;

Сопротивление обмоток: R_дрвх=6,08 Ом;

Уточним значение падения постоянного напряжения на активном сопротивлении дросселя входного фильтра DU_дрвх=I_1эф×R_дрвх=0,656×6,08=3,988 В.

Определим величину напряжения и емкости фильтрового конденсатора исходя из допустимого отклонения емкости от номинального значения на ±20%:

U_вх>U_c×1.1×=220×1.1×=342.24 В; Ф.

Выбираем конденсатор типа К50-27-450В

Определим резонансную частоту входного фильтра:

Эта частота является не опасной, так как выполняется условие

10.Расчет и выбор диодов входного выпрямителя

Определим соотношение для выбора диодов входного мостового выпрямителя. Максимальное обратное напряжение прикладывается к диоду: U_обрmax>U_с×1,1×=220×1,1×=342,24 В;

Прямой средний ток, протекающий через диод:

Исходя из этих соотношений выбираем диоды типа КД202Н с параметрами:

U_обрдог=500 В; I_прср=1 А; DU_VD=1 В.

11.Контактные соединения

Для соединения преобразователя с питающей сетью и заряжаемый аккумуляторной батарей используем циклические приборные соединения типа ШРН-2 с параметрами:

Общее число контактов: 2;

Напряжение в цепях контактов: до 800 В;

Токовая нагрузка на один контакт: до 5 А.

12.Расчет и выбор элементов устройства управления. Согласующее устройство

Согласующее устройство, сопрягающее датчик тока с составной частью устройства управления, должно усиливать выходное напряжение ДТ до напряжений, воспринимаемых блоками УУ, т.е. до единицы вольт, и, кроме того, иметь высокое входное и низкое выходное сопротивление. Все эти условия выполнимы при использовании усилителя постоянного тока (УПТ). На основе не инвертирующего включения ОУ, описанного в лит. [4] изображенного на рис. 6.1.

Для этой схемы коэффициент усиления СУ по напряжению равен:

Для выполнения условия примем коэффициент усиления СУ равным К_СУ=100.

Отсюда определим соотношение для выбора резисторов и схемы.

Для уменьшения погрешности усиления выходного напряжения ДТ, эти резисторы должны быть выбраны прецизионными. Исходя из этого, выбираем резисторы типа:

R1: С2-29В-0,125-1кОм±0,1%;

R_ос: С2-29В-0,125-99кОм±0,1%;

Выбор ОУ был произведен выше.

13.Источник опорного напряжения

Схема источника опорного напряжения основанная на не инвертирующем включении ОУ и описанная в лит [4] изображена на рис. 6.2.

Для схемы характерно соотношение:

где U_ион - максимальное выходное напряжение ИОН, примем U_ион = 9В.

U_ст - напряжение, стабилизируемое стабилитроном VD. Стабилитрон VD для схемы на рис. 6.2. выбирается типа 2С130Д1 с параметрами:

Напряжение стабилизации: U_ст = 3В

Разброс тока стабилизации: I_ст = 0,2¸16,7мА

Для дальнейших расчетов ток стабилизации стабилитрона примем равным:

I_ст = 1 мА

Приняв напряжение равным U_n = +15В, рассчитаем сопротивление и мощность резистора R_ст:

Выбирается резистор типа С2-23-0,062-12 кОм±10%.

Определим соотношение для выбора резисторов R_ос и R₁:

Для уменьшения погрешности задания выходного напряжения ИОН резисторы R₁ и R_ос следует выбрать прецизионные. Выбираем резисторы:

R₁: С2-29В-0,125-50кОм±0,1%

R_ос: С2-29В-0,125-100кОм±0,1%.

Для возможности задания тока нагрузки в качестве нагрузочного сопротивления R_н на выход ОУ выбирается регулировочный резистор типа СП2-2-0,5-3,3кОм±20%.

14.Суммирующий усилитель

Суммирующий усилитель должен вычитать выходное напряжение СУ из выходного напряжения ИОН. Такое устройство реализуемо на основе схемы сложения - вычитания на ОУ, описанной в лит. [4] изображенной на рис. 6.3.

Для схемы справедливо соотношение:

В качестве напряжения U1 будет использовано выходное напряжение СУ, а в качестве U2 - выходное напряжение ИОН. Для уменьшения погрешности вычитания и одинаковости масштабов напряжений все резисторы схемы рис. 6.3. должны быть выбраны прецизионные и равными по величине. Выбираем резисторы типа С2-29В-0,125-100кОм±0,1%.

15.Широтно-импульсный модулятор

Структура широтно-импульсного модулятора, описанная в лит. [3] и временные диаграммы его работы изображены на рис. 6.4.

Рис. 6.4. а.

Рис. 6.4. б.

Широтно-импульсный модулятор состоит из аналогового компаратора напряжений (К), сравнивающего пилообразное напряжение заданной частоты преобразования с выходным напряжением устройства коррекции (U_УР), и генератора пилообразного напряжения (ГПН), формирующего это пилообразное напряжение (U_ГПН). На выходе компаратора образуется широтно-модулированный сигнал U_ШИМ. Сигнал принимает значение логической единицы при условии U_УР (t) > U_ГПН (t).

При резком возрастании входного напряжения нагрузки сначала тоже увеличивается. При этом уменьшается напряжение U_УР, и следовательно относительная длительность управляющих импульсов, что приведет к снижению тока нагрузки до заданного значения. При резком снижении входного напряжения все перечисленные величины изменяются в обратную сторону. Таким образом, в широтно-импульсном модуляторе реализована обратная отрицательная связь.

Схема генератора пилообразного напряжения, реализованная на двух ОУ, описанная в лит. [9], и временные диаграммы ее работы изображены на рис. 6.5.

Рис. 6.5. б.

Задающий генератор (ЗГ), вырабатывающий прямоугольные импульсы, собран на ОУ1, а интегратор на выходе которого линейно нарастает и падает напряжение - на ОУ2.

Для схемы на рис. 6.5. характерны соотношения:

Время нарастания:

Время спада:

Время нарастания пилообразного напряжения принимается равным:

Время спада пилообразного напряжения принимается равным:

Резисторы R1 и R2 для схемы рис. 6.5. выбираются типа С2-23-0,125-10кОм±5%.

Конденсаторы С1 и С2 для схемы рис. 6.5. выбираются типа КМ-6Б-Н90-0,01мкФ.

Определим величины сопротивлений резисторов R3-R6:

Для более точной настройки времен нарастания и спада выбираем построечные многооборотные резисторы:

R4: СП5-2ВА-0,5-15кОм±10%

R6: СП5-2ВА-0,5-10кОм±10%

R3: СП5-2ВА-0,5-150Ом±10%

R5: СП5-2ВА-0,5-100Ом±10%

Диоды ГПН выбираются типа КД111А с параметрами(для уменьшения номенклатуры)

В качестве аналогового компаратора выбирается микросхема типа К554СА3А с типовой схемой включения, описанную в справочнике [10].

Микросхема имеет открытый коллекторный выход, повышенную нагрузочную способность по выходному току и следующие параметры:

Номинальное напряжение питания: U_п = ±15В

Потребляемый ток: I_п = 6мА

Допустимая разность входных напряжений: DU_вхдоп = 30В

Допустимое напряжение закрытого выходного транзистора DU_выхдоп = 33В

Допустимый выходной ток микросхемы (при открытом выходном транзисторе): I_выхдоп = 0,2А.

16.Усилитель разностного сигнала и статическая точность стабилизатора тока

Перед проектированием усилителя разностного сигнала вначале необходимо определить его коэффициент усиления К_УР, величина которого определяется из выражения для допустимой нестабильности тока нагрузки вызванной изменением входного напряжения:

где DI_Н = 2∙I_н∙I_m = 2∙0,02∙2=0,08В

U_ГПНМ = U_{выхmaxоу} = 12В - амплитуда пилообразного  напряжения;

эквивалентное сопротивление нагрузки;

- номинальное сопротивление датчика Холла.

Подставив все известные значения в уравнение (6.5.1.) определим значение коэффициента усиления: К_ур = 1,009. Усилитель разностного сигнала можно спроектировать на основе не инвертирующего включения ОУ, изображенного на рис. 6.1. определится как:

Для уменьшения погрешности преобразователя, выбираемые резисторы должны быть прецизионными. Выбираются резисторы:

R₁: С2-29В-0,125-100кОм±0,1%

R_ос: С2-29В-0,125-900Ом±0,1%

17.Элемент «И» и усилитель мощности

Перед проектированием усилителя мощности необходимо определить минимальный ток базы транзистора, необходимый для его открывания:

Схема элемента «И» и усилителя мощности изображена на рис. 6.6.

При уровне логической «1» на выходе элемента «И» с открытым коллектором его выходной транзистор является закрытым. Ток от источника «+Uп» протекает по цепи R1 - VD1 - базо-эмиттерный переход силового транзистора. При этом последний будет открыт.         При уровне не логического нуля на выходе элемента «И» его выходной транзистор является открытым и ток от источника «+Uп» протекает по цепи R1-выходной транзистор микросхемы. При этом силовой транзистор будет закрыт поскольку его базо-эмиттерный переход не насыщается.

Определим соотношение для выбора диода VD1.

Максимальное напряжение, прикладываемое к диоду: U_эбрmax>U_КЭmax=375,5 В;

Максимальный прямой ток через диод: I_прmax>I_бmin=0.0051 A.

Исходя из этих соотношений выбираем диод типа КД411А с параметрами:

U_обрдаг =700 В;

I_прср = 1 А;

U_пр = 1.2 B.

f_раб = 10 кГц (рабочая частота).

Выбираем ближайшее минимальное значение ряда Е24-330 Ом с допуском ±5%.

Определим при этом минимальный ток базы:

Определим максимально возможную мощность, рассеиваемую на резисторе:

Выбираем резистор типа С2-23-00125-330 Ом±5%

Определим номинальный выходной ток логического элемента:

В качестве элемента «И» с открытым коллекторным выходом используем микросхему типа К1533ЛИ8 (справочник [10]), у которой I^’_внихmax= 0.02 A.

18.Проектирование источника питания собственных нужд

Нагрузкой для блока питания собственных нужд являются узлы и каскады схемы управления силовым инвертором, усилителя мощности, устройства контроля за напряжением АБ.

Учитывая, что выпрямленное напряжение питающей сети переменного тока может изменятся в пределах от 180 В до 343 В, а выходное напряжение повышающего преобразователя не выходит за рамки этих пределов, а также потребляемую мощность всех каналов, не превышающую 10 Вт, целесообразно реализовать блок питания на базе однотактового преобразователя напряжения. Это позволит уменьшить количество компонентов силовой части схемы и упростить схему управления. Для уменьшения напряжения на силовом транзисторе воспользуемся схемой однотактового преобразователя на двух транзисторах. В выходных цепях примем прямое включение выпрямительных диодов. Передача энергии в нагрузку в таких схемах осуществляется на этапе включенного состояния транзисторов. Относительная длительность времени открытого состояния транзисторов не превышает 0,5. Принципиальная схема блока питания приведена на рис. 7.1.

Для стабилизации напряжения +5В; +15В; -15В используются ШИМ-стабилизаторы понижающего типа, выполненные на базе микросхемы 142ЕП1А, схема которых приведена на рис. 2.2 обеспечивающие повышенный КПД при больших значениях выходного тока и незначительных падениях напряжения на регулирующем элементе. Когда транзистор VT3 открыт, ток через катушку индуктивности L увеличивается и заряжает конденсатор C4. Напряжение на C4 увеличивается до тех пор, пока напряжение на выходе 12 микросхемы DA1 не превысит опорного напряжения на выходе 13 и не закроется транзистор VT4. Энергия, запасенная в индуктивности L, вызывает импульс напряжения отрицательной полярности, который поглощается диодом VD1. Ток индуктивности спадает, передавая энергию в нагрузку, и конденсатор C4 разряжается, пока напряжение на выходе 12 не станет ниже, чем на входе 13. Транзистор VT3 открывается, и цикл повторяется. Выходное напряжение колеблется около величины U_{ВЫХ НОМ} с амплитудой, определяемой соотношением R9/R10. . Индуктивность дросселя L находится по формуле , где f=40 кГц - частота коммутации при закороченных входах 14 и 15 микросхемы, которая может изменятся в зависимости от температуры от 25 до 100 кГц;

U_вх = 20 В - входное напряжение;

U_вых = 5 В или 15 В - выходные напряжения;

I_выхmax - максимальный ток нагрузки канала.

Номинал резистора R1, включенного между выводами 5 и 7 микросхемы зависит от величины входного напряжения U_вх (в данном случае R1=15 кОм). Выходное напряжение регулируется с помощью резистора R9. Следует учесть, что ток делителя R9, R10 должен быть не менее 1.5 мА, а синфазное входное напряжение на входах 12 и 13 не должно превышать 2,8 В.

Характеристики микросхемы 142ЕП1 приведены ниже:

частота коммутации f_м - до100 кГц;

входное напряжение U_пит £ 40 В;

выходной ток I_н £ 200 мА;

опорное напряжение U_оп - 1,7¸2,2 В;

напряжение питания U₅ =10¸40 В;

U₁₀ =5¸7 В;

максимальная рассеиваемая мощность P_P -0,6 Вт;

диапазон рабочих температур -T°C от -6 до +125°С.

Напряжение канала -5В обеспечивает микросхема 142ЕН5А, характеристики которой приведены в приложении лит.[1].

Кроме того, стабилизация напряжения к каналах осуществляется основным силовым регулятором (однотактным преобразователем) с отрицательной обратной связью. Схема управления преобразователем выполнена на базе ШИМ-контролера TL494 с техническими характеристиками:

Напряжение питания U_пит - 7¸40 В;

Входное напряжение усилителя U_вх - 0,3¸(U₁₂-2)В;

Выходное напряжение коллектора U_вых £ 40 В;

Выходной ток коллектора I_н - 200 мА;

Ток через вывод обратной связи I_ос - 0,3 мА;

Частота генератора f_м - 1¸300 кГц.

Заключение

Проделанная в рамках курсового проекта работа по разработке и расчету силовой части и устройства управления импульсного стабилизатора постоянного тока показывает необходимость углубленного анализа процессов, проходящих в преобразовательных устройствах и умения синтезировать устройства управления этими процессами.

Результат проектирования по расчетам соответствует техническому задания, хотя возможно и дальнейшее совершенствование схемы с целью получения лучших показателей - увеличение КПД, уменьшение массы и габаритов стабилизатора. Как достоинство выбранного схемного решения следует отметить его простоту и минимальное количество элементов, а как недостаток - замагничивание трансформатора и избыточные перенапряжения на силовом транзисторе.

Следует отметить также, что применение в ходе работы над проектом пакета Mathcad, позволило несколько облегчить расчеты.

Список использованной литературы

высоковольтный транзистор электропитание трансформатор

1.              Мишуров В.С. Основы преобразовательной техники. Методические указания по выполнению курсового проекта. - Томск: Томский межвузовский центр дистанционного образования, 2002. - 127 с.

2.       Быстров Ю.А., Мироженко И.Г., Хинса Г.С. Электронные цепи и устройства. Учебник для вузов. Санкт - Петербургское отделение, 1999. - 512 с.

.        Сергеев Б.С. Схемотехника функциональных узлов источников вторичного электропитания: Справочник - М: Радио и связь, 1992 - 224 с.

.        Гутников В.С. Интегральная электротехника в измерительных устройствах. - 2-е изд., перераб. и доп. - Л.: Энергоатомиздно «Ленинградское отделение», 1988. - 304 с.

.        Китаев В.Е. и др. Расчет источников электропитания устройств связи: Учебное пособие для вузов / В.Е.Китаев, А.А.Бокуняев, М.Ф.Колпаков, Под ред. А.А.Бакуняева. - М.: Радио и связь, 1993. - 232 с.

.        Резисторы, конденсаторы, трансформаторы, дроссели, коммутационные устройства РЭА: Справ / Н.Н.Акимов, Е.П.Ващуков, В.А.Прохоренко, Ю.П.Ходоренок. - Мм.: Беларусь, 1994 - 591 с.

.        Петухов В.М. Транзисторы и их зарубежные аналоги. Биполярные транзисторы средней и большой мощности низкочастотные. Справочник. В ч.1, Т.2. Издание второе, исправление. - М.: ИП Радиософт, 1999. - 544 с.

.        Справочник по полупроводниковым приборам и их аналогам / Под общ. ред. А.М.Полтавского. - М.: Издательство АО «РОБИ», 1992. - 316 с.

.        Интегральные микросхемы: Справочник / Под ред. Б.В.Тарабрина - М.: Радио и связь, 1984. - 528 с.

Приложение

Таблица