N0
вар
|
amin,B
|
amax,B
|
Fc,
Гц
|
j
|
Вид
модуляции
|
N0,
В2/Гц
|
Способ
приёма
|
21
|
0
|
+6.4
|
103
|
54
|
ЧМ
|
6.52*10-6
|
некогерентный
|
. Источник сообщений
. Запишем аналитическое выражение и построим
график одномерной плотности вероятности W(a) мгновенных значений сообщения
a(t), рис. 2
Из условия нормировки:
. Найдем интегральную функцию распределения
сообщения F(a) и построим её график.
информационный техника модулятор
кодовый
3. Рассчитаем значение математического ожидания
ma и дисперсии σа2
сообщения a(t):
3. Дискретизатор
. Найдём максимально допустимый интервал
дискретизации по времени ∆t, пользуясь теоремой Котельникова:
∆t ≤ 1 / 2*Fc, (∆t)max
= 1 / 2*Fc = 1 / (2*103) = 0.5*10-3 c = 0.5 мс
. Определим число уровней квантования L и
скорость передачи символов на выходе дискретизатора:
= (amax - amin) / ∆a
= 6.4 / 0.1 = 64= 1 / ∆t = 1/0.5*10-3 = 2*103 1/c
. Среднюю мощность шума квантования рассчитаем
пор формуле:
Рш.кв = (∆а)2 / 12 =
0,01 / 12 = 8.3333*10-4 В2 = 833.3 (мВ)2
4. Отношение средних мощностей сигнала и шума
квантования:
Ра / Рш кв
= σа2
/ σш кв = ((amax
- amin)2*12) / (12* (∆а)2) = L2
= 642 = 4096 =
= 10*Lg4096 = 36,12 дБ
. Рассматривая дискретизатор как источник
дискретных сообщений с алфавитом L = 64, определим его энтропию Н(А) и
производительность Н’(A) при условии, что отсчеты, взятые через интервал ∆t,
статистически независимы:
Н(А) = log2 L = log2(2)k
= k = 6 (бит/уровень)’(A) = H(A) / ∆t = 2*Fc*H(A) = 2*103*6 =
12*103 Бит/с = 12 kБит/с
. Кодер
. Определим число разрядов примитивного кода,
необходимое для кодирования всех L = 64 уровней квантованного сообщения.
= H(A) = log2 64 = 6
. Запишем комбинацию примитивного двоичного
кода, соответствующего передаче уровня j = 54:
→ 0 • 27 + 0 • 26 +
1 • 25 + 1 • 24 + 0 • 23 + 1 • 22 +
1 • 21 + 0 • 20
. Разобьём полученную последовательность на две
четырёхразрядные комбинации информационных символов с целью построения для
каждой из них корректирующего кода Хэмминга (7,4)
. Построим порождающую матрицу данного кода в
соответствии с соотношениями:
информационные символы: c1 = b1
c2 = b2 c3 = b3 c4 = b4
проверочные символы: c5 = b1х
b2 х b3 c6 = b1х b3
х b4 c7 = b2х b3 х
b4
В качестве порождающей матрицы G линейного
блокового кода n,K (где n = 7 - общее число символов в кодовой комбинации, К =
4 - количество информационных символов) может служить прямоугольная матрица
размера К х n, строками которой являются любые К = 4 ненулевые разрешённые
комбинации. Удобно взять комбинации, информационные символы которых образуют
единичную матрицу, а проверочные символы γi,j
определяются по формулам (4,4), приведенным выше:
Таким образом, порождающая матрица G кода
Хэмминга (7,4) имеет вид:
. Используя порождающую матрицу G, выразим все Np
= 2k = 24 =16 разрешенных кодовых комбинаций через строки
матрицы G. Любую разрешённую кодовую комбинацию получим путём суммирования по
модулю 2 двух, трёх или четырёх строк порождающей матрицы G. Нулевая комбинация
получается путём суммирования любой строки «сама с собой».
Суммируя поочерёдно 1-ю строку со 2-й, 3-й, 4-й
и с «самой собой» получим 4 разрешённые кодовые комбинации:
) 1 1 0 0 0 1 1; 2) 1 0 1 0 0 0 1; 3) 1 0 0 1 1
0 1; 4) 0 0 0 0 0 0 0
Суммируя вторую строку с 3-й и 4-й, получим:
) 0 1 1 0 0 1 0; 6) 0 1 0 1 1 1 0
Суммируя 3-ю строку с 4-й :
) 0 0 1 1 1 0 0
Суммируя 1-ю, 2-ю и 3-ю строки:
Суммируя 1-ю, 2-ю и 4-ю строки:
) 1 1 0 1 0 0 0
Суммируя 1-ю, 3-ю и 4-ю строки:
) 1 0 1 1 0 1 0
Суммируя 2-ю, 3-ю и 4-ю строки:
) 0 1 1 1 0 0 1
Суммируем все четыре строки:
) 1 1 1 1 1 1 1
Кроме того, имеются четыре исходные строки
матрицы, которые дают ещё четыре разрешённые кодовые комбинации: 13) 1 0 0 0 1
1 0; 14) 0 1 0 0 1 0 1; 15) 0 0 1 0 1 1 1;
) 0 0 0 1 0 1 1
Таким образом, получены все 24 = 16
разрешённых комбинаций. Остальные Nз = 27-24 =
112 комбинаций кода Хэмминга (7,4) являются запрещенными.
. Используя результаты п.п. (4.3-4.5) закодируем
передаваемую информационную последовательность:1 b2 b3
b4 b5 b6 b7 b8
1 1 0 0 1 0 1 1 0 0 0 1 1
с1 с2 с3 c4
с5 с6 с7 c’1 c’2
c’3 c’4 с’5 с’6
с’7
В результате 8-ми разрядная последовательность
информационных символов, соответствующая передаче уровня j = 54, записывается
двумя комбинациями кода Хэмминга (7,4), содержащими 8 информационных и 6
проверочных, всего 14 символов:
. Определим скорость передачи кодовых символов Vc:
Vc = nL*V/R,
Где R = 4/7 - относительная скорость кода
ХэммингаL - число информационных символовc = 8*2*103
/(4/7) = 28*103 1/с
. Модулятор
. Изобразим временные диаграммы первичного
(модулирующего) сигнала b(t) и соответствующего ему частотно-модулированного
(ЧМ) сигнала u(t). Кодовая комбинация b(t) корректирующего кода содержит 14
символов длительностью Т каждый.
Диаграммы b(t) и uчм(t) представлены:
. Запишем аналитическое выражение ЧМ-сигнала,
связывающее его с первичным сигналом b(t):
uчм(t) = Um*cos 2π
[ f0 + Δf b(t) ] t,
где Um =1 B - амплитуда сигнала ЧМ,
Δf - девиация
частоты;0 = 100Vc =100/T - несущая частота ЧМ - сигнала;
Т = (∆t)max/14 = 1/(2*Fc*14)
= 1/(2*103*14) = 35.714*10-6 с = 35.714 мкс0 =
100*(2*Fc*14) = 100*2*103*14 = 2.8*106 Гц =
2.8 МГц
При b(t) = 1 u1(t) = Um*cos
2*π
[f0
+ Δf
]*t = Um*cos 2*π *f1
*t
При b(t) = -1 u0(t) = Um*cos
2*π
[f0
- Δf
]*t = Um*cos 2*π *f2
*t
Девиацию частоты Δf
= (f1-f2)/2 выбираем из условия ортогональности
ЧМ-сигналов u1(t) и u2(t). Это условие заключается в том,
что скалярное произведение ЧМ-сигналов равно нулю, т.е. Т
(u1* u2) = ∫ u1(t)
* u0(t) dt = 0
Ортогональность достигается, если девиация
частоты Δf
= β / Т (β=1,2,3…-целое
число). Выберем β=1, Δf
= 1 / Т, тогда разнос частот (f1-f2)
= 2*Δf = 2/Т получается минимальным и ширина спектра
ЧМ-сигнала наименьшая.
. Запишем аналитическое выражение корреляционной
функции первичного сигнала Вb(τ)
и построим её график. Для случайного синхронного двоичного (телеграфного)
сигнала в [1, стр.78] приведена формула:
Т = 35.714 мкс; Вb(τ)
= 1 - 28*103 *│ τ
│, В2
. Запишем аналитическое выражение спектральной
плотности мощности (энергетического спектра) GB(f) первичного
сигнала В(t). Расчёт GB(f) проведём с использованием теоремы Винера-Хинчина:
B(f)
= 2*∫ Вb(τ)*cos(2*
π*
f
* τ) d τ
= T* (sin2[π*f *T])/(π*f
*T)2
Результаты расчётов по этой формуле сведём в
таблицу 2 и построим график GB(f):
Таблица 2
f,
кГц
|
0
|
1/4Т=
7
|
1/2Т=
14
|
3/4Т=
21
|
1/Т=
28
|
3/2Т=
42
|
2/Т=
56
|
5/2Т=
70
|
3/Т=
84
|
GB(f),
(мВ)2/Гц
|
35.7
|
28.95
|
14.47
|
3.22
|
0
|
1.61
|
0
|
0.58
|
0
|
Рис. 1
. Определим ширину ∆Fв
энергетического спектра GB(f):
∆Fв = 1/Т = 1 / 35.714*10-6
= 28*103 Гц = 28 кГц
Полученное значение ∆Fв отложим
на графике.
. Запишем аналитическое выражение и построим
диаграмму энергетического спектра Gu(f) частотно-модулированного
сигнала:
m2
Um2 Um2 * T sin2[π(f-f1)T]m2
* T sin2[π(f-f2)T]
Для построения графика Gчм(f-f0)
использованы результаты таблицы 2. Значения Gчм(f-f0)
снижены в 2 раза по сравнению с GB(f), энергетический спектр смещён
вверх по частоте на несущую f0. Кроме того, появились две дискретные
линии (дельта-функции) на частотах f1=(f0+∆f) и f2=(f0-∆f),
вокруг которых размещаются непрерывные спектры боковых колебаний. Мощность
перекрывающейся части спектра мала и ею можно пренебречь по сравнению с
мощностью двух основных “лепестков” спектра.
Рис. 2
∆Fчм = 4 / Т = 4 / 35.714*10-6
= 112 кГц
6. Канал связи
. Запишем аналитическое выражение, связывающее
входной и выходной сигналы в канале:
(t) = S(t) + n(t),
где S(t) - полезный сигнал на выходе канала;(t)
- аддитивный гауссовский белый шум.
Если задан канал с постоянными параметрами, в
котором возможен когерентный приём, то:
(t) = γ
*u(t - τ)
Здесь γ
= (a+1)/10 +1 - коэффициент передачи канала, (а - последняя цифра номера
зачётной книжки);
τ - время задержки
при распространении сигнала по каналу связи. При этом форма исходного сигнала
u(t) на выходе канала остаётся неизменной, сигнал S(t) только затухает в (1/γ)
раз и сдвигается по времени на интервал τ,
пропорциональный длине канала связи. Поскольку форма сигнала S(t) на выходе
канала известна точно, приём в таком канале - когерентный.
Найдем мощность шума на выходе канала:
Рш = N0 * ∆Fфм =
6.52*10-6 * 112*103 = 0.7302 В2
. Рассчитаем отношение мощностей сигнала и шума
на выходе канала. Задана ЧМ, это система с активной паузой, поэтому средняя
мощность передаваемого сигнала в расчёте на один элемент длительностью Т:
Рс пер = (РС 0+РС1)
/ 2 = (Um2 / 2 + Um2 / 2) / 2 = Um2
/ 2 = 0.5 B2
Коэффициент передачи канала по мощности равен:
γ 2
= ((a+1)/10 +1)2 = ((1 + 1) / 10+1)2 = 1.44
Мощность сигнала на выходе канала:
Рс вых = Рс пер * γ
2
= 0.5 * 1.44 = 0.72 В2
Отсюда:
Рс вых / Рш = 0.72 /
0.7302 = 0.986 (-0.06 дБ)
В этом канале шум слишком велик и превышает
сигнал по мощности. Связь по такому каналу невозможна. Уменьшим шум канала в 2
раз, приняв N0 = 3.26 *10-6 В2/Гц, тогда:
Рш = N0 * ∆Fчм =
3.26*10-6 * 112*103 = 0.365 В2
Рс вых / Рш = 0.72 / 0.365
= 1.972 = 2.95 дБ
При таком отношении сигнал / шум связь по каналу
возможна.
. Определим пропускную способность непрерывного
канала:
с = ∆Fчм* log2(1 + Рс
вых / Рш) = 112 * 103 * log2(1 + 1.972)
= 1.76*105 бит/с
. Рассчитаем эффективность использования
пропускной способности непрерывного канала:
Кс = H’(A) / с = 12 *103 /
1.76*105 = 0.068
. Демодулятор
В демодуляторе осуществляется оптимальная
некогерентная обработка принимаемой с выхода канала связи смеси z(t) ЧМ-сигнала
с белым гауссовским шумом.
. Запишем общее решающее правило приёма сигналов
m-позиционного кода при условии, что:
(bi) = 1 / m = const; i = 1,2,3….m,
где p(bi) - априорная вероятность
передачи символа bi.
Решающее правило, оптимальное по критерию
идеального наблюдателя, обеспечивает минимум средней вероятности ошибки и
записывается в виде:
где z - совокупность одного или нескольких
отсчетов принятой реализации z(t), называемая “выборкой” сигнала;(bi
/ z) - апостериорная, т.е. найденная после ”опыта”, заключающегося в наблюдении
выборки z вероятность передачи символа bi.Согласно этому правилу
необходимо сравнивать между собой значения апостериорных вероятностей для
разных символов bi (i = 1,2,3….m) и принять решение в пользу того из
них, вероятность которого максимальна. При p(bi) = 1 / m = const,
решающее правило сводится к правилу максимального правдоподобия:
где W(z / bi) - условная плотность
вероятности выборки z при передаче символа bi, называемая функцией
правдоподобия этого события.
. Алгоритм некогерентного приёма двоичных
сигналов с ЧМ в канале с белым гауссовским шумом записывается в виде :
где N0 - спектральная плотность
белого шума в канале;0 (2V1 / N0) - функция
Бесселя;i - энергия сигнала Si(t).
Блок обработки сигнала
Рис. 3
4. Рассчитаем среднюю вероятность ошибки при
некогерентном приёме ЧМ по формуле:
где h2 = ESi / N0 -
отношение энергии элемента сигнала к спектральной плотности белого шума N0.
2
= (Um2 * T * γ
2)
/ (2*N0)= (1 * 35.714*10-6 * 1.44) / (2 * 3.26*10-6)
= 7.887
. При некогерентном приёме АМ:
Сравнивая эти формулы, видно, что переход от АМ
к ЧМ позволяет при неизменной вероятности ошибки снизить энергию ЧМ-сигнала в 2
раза, что эквивалентно выигрышу в (10*lg2) = 3 дБ. Соответственно, переход от
АМ к ОФМ позволит снизить энергию сигнала в 4 раза, т.е. получить выигрыш в 6
дБ. Таким образом, наиболее помехоустойчивой является система ОФМ, затем
система с ортогональными сигналами - ЧМ, а наименее помехоустойчивой оказалась
АМ - система с пассивной паузой.
8. Декодер
. Построим проверочную матрицу кода кода
Хэмминга (7,4):
. Построим таблицу синдромов, соответствующую
всем возможным вариантам одиночных ошибок. В качестве i-го синдрома (i =
1,2,3….7) возьмём i-й столбец проверочной матрицы Н:
Таблица 3
Номер
элемента
|
1
|
2
|
3
|
4
|
5
|
6
|
7
|
Синдром
ошибки
|
110
|
111
|
011
|
100
|
010
|
001
|
. Вычислим синдром первой кодовой комбинаций,
определённой в п.4.6
Если комбинация принята безошибочно, её синдром
равен:
(b) = b5 пр х b5 контр, b6
пр х b6контр, b7 пр х b7 контр = (0,0,0)
здесь b5 контр = b1 пр х b2
пр х b3 пр - результат проверки на приёме,5 пр -
фактически принятый контрольный символ.
Если ошибок нет, b5 контр = b5
пр, поэтому b5 пр х b5 контр = 0. Тот же результат
получится по 6-му и 7-му контрольным символам, поэтому синдром будет нулевым, S
= (0,0,0)
. Введём одиночную ошибку в кодовую комбинацию,
инвертировав символ с номером i = |N1-7|=|1-7|= 6
. Проделаем аналогичную процедуру, введя
дополнительную ошибку в любой кодовый символ, например в 1-й. Получим код (1 1
1 0 0 0 0), найдем синдром ошибки S = (1 0 0), указывающий по таблице синдромов
на то, что ошибка произошла в 5-м символе. После её исправления внесём
фактически ещё одну, уже третью ошибку и получим кодовую комбинацию вида (1 1 1
0 1 0 0).
. Определим вероятность необнаружения ошибки при
использовании кода Хэмминга:
но =C37*p3,
где р - вероятность ошибки на выходе
демодулятора.но =35*(6.96*10-3)3 = 1.18*10-5
7. Определим вероятность ошибки декодирования в
режиме исправления ошибок для кода Хэмминга (7,4):дек = C27*p2,дек
= 21*(9.69*10-3)2 = 1.97*10-3
. В итоге можно сделать вывод о том, что двойные
ошибки только обнаруживаются кодом Хэмминга (7.4), но не исправляются.
Минимальное кодовое разрешение для этого кода dmin
= 3. Кратность исправляемых ошибок qn = (dmin - 1) / 2 =
1, т.е код исправляет только одиночные ошибки. Кратность обнаруживаемых ошибок
q0 = (dmin - 1) = 2. Если в кодовую комбинацию (п. 4.6)
введены 2 ошибки, декодирование произойдёт с ошибкой. Данная запрещённая (с
2-мя ошибками) кодовая комбинация отстоит от истиной на расстоянии d = 2, а от
ближайшей разрешённой отличается только в (dmin - 2) = 1 - в одном
разряде, т.е отстоит на кодовом расстоянии d = 1. Поэтому происходит ложное
исправление и ошибочный приём комбинации (1 1 1 0 1 0 0), отличающейся от
переданной на d = 3 разряда. Однако двойные ошибки в коде происходят гораздо
реже, чем одиночные, которые исправляются кодом Хэмминга (7.4).
9. Фильтр восстановитель
. Найдём значение частоты среза Fc
идеального фильтра нижних частот (ФНЧ), при котором обеспечивается теоретически
точное восстановление непрерывного сигнала. Как известно из теории
дискретизации сигнала с ограниченным спектром, для его восстановления необходимо
и достаточно использовать ФНЧ с Fc = Fв, где Fв
- верхняя граничная частота спектра сигнала. В заданном варианте Fв
= 103 Гц, поэтому Fс = 103 Гц.
. Изобразим АЧХ и ФЧХ идеального ФНЧ:
ФЧХ - φ(f)
= - ω*
τз
= -2 * π
* f * τз,(f)
= 0, f > Fс
где τз
- время задержки сигнала в ФНЧ
ФЧХ фильтра линейна, её наклон зависит от τз.
Выберем
τз
= 3 / Fс = 6*∆t=3*10-3=3 мс,
где ∆t - интервал Котельникова
При этом ФЧХ:
φ(f) = (-6*
π
/ Fс)*f, 0 ≤ f ≤ Fс
. Найдём импульсную характеристику g(t) фильтра
- восстановителя:
(t) = ∫ехр[j*ω*(t
- τз)]
df = (2*Fс) * [sin 2 π
*Fc*(t - τз)]
/ [2π*Fc*(t
- τз)]
=
= 2*103 *;
Результаты расчёта g(t) сведём в таблицу 4 и
построим график g(t), рис. 10:
Таблица 4
t,
мс
|
0
|
0.25
|
0.5
|
0.75
|
1
|
1.25
|
1.5
|
1.75
|
g(t),
кГц
|
0
|
-0.116
|
0
|
0.141
|
0
|
-0.182
|
0
|
0.225
|
t,
мс
|
2
|
2.25
|
2.5
|
2.75
|
3
|
3.25
|
3.5
|
3.75
|
g(t),
кГц
|
0
|
-0.424
|
0
|
1.27
|
2
|
1.27
|
0
|
-0.424
|
4
|
4.25
|
4.5
|
4.75
|
5
|
5.25
|
5.5
|
5.75
|
g(t),
кГц
|
0
|
0.225
|
0
|
-0.182
|
0
|
0.141
|
0
|
-0.116
|
Как видно из таблицы нули импульсной
характеристики g(t) отстоят друг от друга на интервал Котельникова ∆t = 1
/ (2*Fc) = 0.5 мс. Импульсная характеристика идеального ФНЧ бесконечна по
длительности, а сам идеальный ФНЧ физически нереализуем.
Рисунок 4
Запишем условие физической реализуемости
найденной импульсной характеристики g(t). Поскольку отклик реальной цепи не
может возникнуть раньше, чем поступило воздействие на вход цепи, а импульс
поступает на вход ФНЧ в момент t = 0, то g(t) = 0 при t ≥0 есть условие
физической реализуемости. При t < 0 на рис.10 показана g(t) идеального,
физически нереализуемого ФНЧ. Выбор достаточно большой задержки в фильтре τз
= 3 / Fс = 6*∆t позволяет реализовать ФНЧ, близкий к
идеальному. При этом погрешность из-за отбрасывания “хвоста” g(t), t < 0 не
превышает по максимуму 5% от gmax(τз)
= 2 * Fс. Дальнейшее увеличение задержки τз
>3
/ Fс нецелесообразно, т.к. его реализация усложняется, а погрешность
g(t) снижается незначительно.
Заключение
Современная теория электрической связи
использует понятия и методы из различных научных областей. Прежде всего,
математики, физики, теории цепей и вычислительной техники. Все понятия и методы
из этих областей образуют в курсе ТЭС определенное единство и должны
рассматриваться как одно целое в рамках системного подхода, принятого на
вооружение современной наукой. Основное понятие, использованное в курсе ТЭС, -
понятие математической модели сообщений, сигналов, помех и каналов в системах
связи. Все эти модели таковы, что позволяют с той или иной степенью полноты и
точности осуществить две взаимосвязанные операции - анализ и синтез устройств
преобразования сигналов. ТЭС развивалась так, что методы анализа часто обгоняли
методы синтеза. Однако, в последнее время эта ситуация меняется коренным
образом под влиянием широкого внедрения ЭВМ в практику научного поиска.
Практическая разработка новых систем сегодня все
больше базируется на подходе, включающем следующие этапы: модель, алгоритм,
программа. Переход к цифровым методам передачи различных сообщений и цифровой
обработке сигналов на большей части тракта передачи при широком использовании
микропроцессорной техники обеспечивает интеграцию средств связи и средств
вычислительной техники. На этой основе создаются интегральные цифровые сети, в
которых достигается не только наиболее полная интеграция по видам связи и
услуг, но и интеграция технических средств передачи, обработки, коммутации,
управления и контроля. Интегральные сети, объединяющие в единый комплекс
вычислительные и информационные системы на базе ЭВМ, включая персональные
компьютеры, образуют единую информационно-коммуникационную сеть.
Литература
1.
Зюко
А.Г., Кловский Д.Д., Коржик В.И., Назаров. М.В. Теория электрической связи /
Под ред. Д.Д. Кловского. - М.: Радио и связь, 2008.
2.
Кловский
Д.Д., Шилкин В.А. Теория электрической связи. - Сб. задач и упражнений. - М.:
Радио и связь, 1990.
3.
Кловский
Д.Д., Шилкин В.А. Теория передачи сигналов в задачах.- М.:Связь, 1978.
4.
Зюко
А.Г., Кловский Д.Д., Назаров М.В., Финк Л.М. Теория передачи сигналов /. - М.: Радио
и связь, 1986.
5.
Кловский
Д.Д. Теория передачи сигналов.- М.: Связь, 2010.
6.
РД
ПГАТИ 2.11-2001. Выполнение и оформление курсовых проектов и работ. Правила и
рекомендации. // Составители: Сапаров В.Е., Киреев В.Р., Горчакова М.Г.
Самара, ПГАТИ, 2001.
7.
Методические
разработки к лабораторным работам по 2 части курса «Теория электрической
связи». Раздел 1// Составители: Николаев Б.И., Широков С.М. и др.- Самара,
ПИИРС, 2007.
8.
Дж.
Прокис «Цифровая связь» перевод с английского под редакцией Д.Д. ловского.-М.:
Радио и связь, 2000.