Разработка маркерного приёмника

Разработка маркерного приёмника

Введение

В данной работе мне необходимо разработать маркерный приёмник и произведя расчёт его элементов таким образом, что бы параметры разрабатываемого мною приёмника соответствовали требованиям технического задания. В ходе проектирования мне предстоит решить несколько задач, таких как определение общего коэффициента усиления, распределение его по каскадам приёмника, распределение по каскадам линейных и нелинейных искажений, добиваясь что бы их величина не превысила заданную техническим заданием, предусмотреть уменьшение паразитных обратных связей, формирование требований к источнику питания, и т.д.

Этот сложный комплекс работ я и постараюсь выполнить в данной работе, что бы добиться максимального соответствия параметров разработанного мною приёмника техническому заданию.

Пояснительная записка

ОСОБЕННОСТИ МНОГОКАСКАДНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ

Требования, предъявляемые к современным усилителям, настолько высоки и разнообразны, что обеспечить их с помощью одного каскада невозможно. Подавляющее большинство электронных усилителей являются многокаскадными. При анализе и разработке многокаскадного усилителя, питание которого осуществляется от одного, общего источника, необходимо, в частности, определить общий коэффициент усиления Кuобщ распределить его по блокам и каскадам усилителя, распределить также линейные и нелинейные искажения, возникающие в отдельных каскадах и целях, предусмотреть уменьшение паразитных ОС и осуществление различных регулировок, сформулировать требования к источнику питания и др.

Рисунок 1 структурная схема многокаскадного усилителя

Структурная схема многокаскадного усилителя приведена на рис. 1. Общий коэффициент усиления

Кuобщ =  Кu1 + Кu2 +…+ Кu

где l - число каскадов в усилителе.

Используя представление коэффициента усиления в показательной форме находим:

Кuобщ = Кu1  Кu2 … Кul

Отсюда следует

Кuобщ = Кu1 + Кu2 +…+ Кu (1.1)

φобщ = φ1+ φ2+ … + φl (1.2)

Если применяются логарифмические единицы, то

Кuобщ [дБ]= Кu1[дБ] + Кu2[дБ] +…+ Кu [дБ]

Сквозной коэффициент усиления

= Zвх Кuобщ / (Zвх+Zu)= α Кuобщ

Аналогичными выражениями, но с учётом особенностей, связаны сквозные коэффициенты усиления по напряжению и коэффициенты усиления мощности отдельных каскадов и всего усилителя.

СУММИРОВАНИЕ ИСКОЖЕНИЙ И ШУМОВ

Поделив в выражении (1.1) левую и правую части равенства на Кuср , найдём относительное усиление усилителя

общ = Кuобщ / Кuср= Y1 Y2 … Yl

А с учётом входной цепи усилителя*общ= Yвх Yобщ

Коэффициент частотных искажений усилителя

М*общ=1/ Y*общ=МвхМ1М2… Мl (1.3)

Если коэффициент частотных искажений выразить в логарифмических единицах, то

М*общ[дБ]=Мвх[дБ]+М1[дБ]+М2[дБ]+ …+Мl[дБ]

Аналогично (1.2) и (1.3) можно в первом приближении суммировать фазовые сдвиги и коэффициенты частотных искажений отдельных элементов одного каскада.

Нелинейные искажения усилителя можно определять суммированием нормированных по первой гармонике высших гармоник, возникающих в различных каскадах и элементах усилителя. Суммирование это следует производить с учетом начальных фаз гармоник. Если нелинейные искажения определяются по сквозным динамическим характеристикам, т. е. учитываются нелинейности и входной, и выходной цепей УЗ, то сквозные характеристики можно рассчитать, полагая в первом приближении сопротивления нагрузки и источника сигнала линейными. Чтобы начальные фазы гармоник специально не находить, можно считать гармоники совпадающими по фазе и суммировать отдельные коэффициенты гармоник в каскадах, т.е.

г2общ= k’г2+ k’’г2… , kг3общ= k’г3+ k’’г3…

Полный коэффициент гармоник

г.общ ≈

В большинстве случаев для упрощения расчетов полагают, что нелинейность проявляется только в оконечном каскаде и рассчитывают kг только для оконечного каскада.

В импульсных усилителях искажения общей переходной характеристики усилителя можно найти по искажениям переходных характеристик отдельных каскадов (см. рис. 1):

.общ ≈

δф.общ ≈

Δобщ= Δвх+ Δ1+…+ Δl

Эти формулы упрощаются, если искажения в каскадах одинаковые и для каждого из них выбран критический выброс δф.кр. Можно показать, что коэффициент шума усилителя (см. рис 1)

Кш.общ= Кш.вх+++…

где Кр.вх и Кр.1 - коэффициенты передачи и усиления мощности входного устройства и первого каска усилителя соответственно.

Расчётная часть

Расчёт оконечного каскада

Расчёт оконечного каскада я буду проводить согласно методике, изложенной в Л.1 пп.7.7.1 и 7.7.2. Справочные данные транзисторов взяты из Л.3 и Л.4. Транзисторы V3 и V4 работают в режиме В.

.Амплитуда тока коллектора в нагрузке Imk≈Imэ≈iKmax===1 А.В данном случае P~=Pн.

2.Амплитуда выходного напряжения Umвых=iKmaxRн=1.8=8 В.

3.По выходным статическим характеристикам V3, V4 (рис. 2) для ikmax находим uост=5 В.

Рисунок 2 Выходные характеристики V3 и V4

Рисунок 3 Входные динамические характеристики V3 и V4

.Напряжение коллектор-эмиттер в точке покоя

Эo=uост+Umвых=0,5+8=8,5 В.

5. Напряжение источника питания

Е=2 UKЭo =2.8,5=17 В

Проверяем выполняется ли условия применимости V3 и V4 по допустимым току и напряжению. iKmax x=1А<Ik и max=3А [Л3,4], E=17В<Uкэ mах=25В [Л3,4]. Необходимые условия выполняются.

7.Мощность, рассеиваемая на коллекторе транзистора, РКср=1 Вт; РКср=1 Bt=PКmax=1 Вт (без радиатора).

8.Выбираем ток коллектора в точке покоя Iko=0,05 iKmax =0,05.1=50мА.

9.По характеристикам рис.2 для Iko и UKЭo находим IБ0≈1мА. Точка покоя ТП обозначена на рис.2.

10.По характеристикам рис.2 для iKmax и uОСТ находим iб max=50 мА.

11.По входным динамическим характеристикам, приведенным на рис.3, для Iб0≈1 мА находим UБЭ0 =0,75 В и для iбтах= 50 мА находим ибэ тах=0,92 В.

12.Амплитуда напряжения между базой и эмиттером транзисторов V3 и V4 Um бэ=uбэ max-UБЭо=0,92-0,75= 0,17 В.

13.Амплитуда тока базы транзисторов V3 и V4

тб=iбтах-IБо=50-1=49мА.

11.Амплитуда напряжения на входе оконечного каскада

вх ОК= Um бэ + Um вых=0,17 + 8 = 8,17 В.

12.По характеристике рис.3 находим сопротивление базы оконечного транзистора

rб’= 2,8 Ом.

. Входное сопротивление оконечного транзистора при включении с ОЭ [Л.3]

=2,8+(1+70)=8,3Ом.

. Входное сопротивление оконечного транзистора при включении с OK

приёмник каскад усиление искажение

Rbx.ОК=RвхОЭ+RН(1+h21э)=8,38+8(1+70)=576 Ом.

. Для определения сопротивления резистора R7 составим следующую систему уравнений:

==, Imk2=Imб+ (1)

Выберем IК02=1,2Imk2, где IК02 - ток коллектора в точке покояV2; Imk2- амплитуда тока коллектора V2. Решив с учетом этого равенства систему (1) относительно R7, получим= 119 Ом.

19.Ток коллектора V2 в точке покояко= 60 мА.

.Амплитуда тока коллектора V2тK = 50 мА.

.Максимальный ток коллектора V2

Ктах=IKо+IтK=60 + 50=110 мА.

.Уточним постоянные напряжения и токи транзисторов V2, V3 и V4 с учетом действия «вольт-добавки» [Л.1 пп. 7.7.1, 20 ...23].

По выходным характеристикам КТ3107К, приведенным на рис.4, для iKmax=110 мА находим uост2 = 0,4 В;

Э02 = uост2+UтвхОК=0,4+8,17=8,5 В;Э03 = UКЭ02+UБЭ03 =8,57+0,75 = 9,32 В;КЭ04 =E-UКЭ03 = 17-9,32 = 7,68 В;=  =  = 114 Ом

По ГОСТу R7=120 Ом. Следовательно,= ==58 мА;к2===48 мА; iКmax2=48+58=106 мА

Согласно рис.4 uост2 = 0,4 В.

Для V3 и V4 напряжение смещения uсм≈2UБЭ0=2.0,75=1,5 В.

.Сопротивление резистора Rсм===26,03 Ом. По ГОСТу Rсм=27 Ом. Так как Rсм=27 Ом << RвхОК=576 Ом, то резистор смещения не нужно шунтировать конденсатором.

.Коэффициент усиления оконечного каскада Ku3===0,98

Расчет ведущего каскада на V2

.        IK02= 58 мА< IKmax=100 мА; UKЭo =8,57 В;

икэтах=Е+UC4-uост4≈24 B<UKЭтах=25 В;к= IK0UKЭo = 58.10-3.8,57 ≈ 0,48 Вт>Рк mах = 0,3 Вт.

Следовательно, при требуемых параметрах оконечного каскада транзистор КТ3107 может быть применен только с радиатором (небольшим). В противном чае следует использовать более мощный транзистор, например КТ502 или КТ603. Допустим, что КТ3107 может быть использован с радиатором [Л1].

Согласно рис.4 ток базы V2 в точке покоя IБо ≈0 1 мА.

По входным характеристикам V2, приведенным на рис.5 для IБо находим иБЭ0 =0,58 В.

Рисунок 4 Выходные динамические

.Коэффициент усиления по току V2 выбираем следующим:

э=h21э.ср==550.

5. Сопротивление базы V2 rб=  =  = 14 Ом.

Рисунок 5 Входные динамические характнристики V2

5. Входное сопротивление V2 при включении с ОЭ

вхОЭ=rб’+rэ(1+h21э)=14+ (1+550)=252 Ом.

6. Сопротивление нагрузки V2 по переменному току

н~=+Rн(1+h21э)=+8(1+70)≈575 Ом.

5. Коэффициент усиления по напряжению ведущего каскада

= =550. = 1255.

6. Коэффициент усиления ведущего и оконечного каскадов

=Ku2Ku3=1255.0,98=1230.

7. Напряжение на входе ведущего каскада

вх2== =  = 6,5 мВ.

8. Коэффициент полезного действия ведущего и оконечного каскадов (приблизительно всего усилителя)

=  =  ≈ 5,5 Вт;=IК0UКЭ0=58.10-3 . 8,57= 0,48 Вт;

η=== 0,689; η=68,9%.

Расчет коэффициента гармоник. Расчет коэффициента гармоник проводим по методике, изложенной в Л1 пп. 7.7.1, 30 ...34.

1. Упрощенная принципиальная схема плеча оконечного каскада по переменному току

2. Так как Rвых2 = rкэ2>RвхОЭз, то сквозная последовательная ООС практически не влияет на КГ. Поэтому КГ будем рассчитывать для схемы.

3. Для схемы рис.7, используя выходные и входные динамические характеристики V3 (или V4), приведенные на рис. 2 и рис. 3, рассчитаем динамическую характеристику прямой передачи тока iK=F(iвх), где iвх=iб+iR7; iR7=.

Результаты расчетов сведены в табл.1, а построенная по ней динамическая характеристика прямой передачи тока приведена на рис. 7.

Таблица 1

4.Согласно рис. 8 I’max=1А, I’1=0,64А, I'0=0,05А. Выбираем [Л1]

коэффициент асимметрии а = 0,15 и находим

тах= I’max(1+)=1.(1+0,075)=1,075 А;= I’1(1+)=0,64.(1+0,075)=0,688 А;= - I’1(1-)= - 0,64.(1-0,075)=-0,592 A;= - I’max(1-)= - 10.(1-0,075)=-0,925 A.

Отсюда определяем амплитуды гармонических составляющих выходного тока усилителя

=(Imax - Imin + I1 - I2)=1093 мA;=(Imax + Imin - 2I0)=33,75 мA;=[Imax - Imin - 2(I1 - I2)]= - 93,3 мA;=[Imax + Imin - 4(I1 - I2)+6I0]= - 15,75 мА.

В усилителе без ОС коэффициент гармоник

КГ= 0,091;

КГ= КГ.ОК=9,1%

Расчёт первого каскада усиления

.        Для определения тока коллектора V1 в точке покоя, амплитуды тока коллектора Imк1 и сопротивление резистора R3 составим следующую систему уравнений:

БЭ02 = (IК01 - IБ02) R3 (1)К1 =  (2)

Учитывая что V1 работает в режиме А, возьмём

К01 = N ImК1 (3)

Из (1) получаем

К01 =  (4)

Из (2) и (3) имеемК01 =  (5)

Из (4) и (5) имеем=  (6)

Согласно (6) получим два условия для выбора:

< =  = 90, N> =  = 4.

В соответствии с (6) чем меньше N, тем больше R3 , что увеличивает Ku1, но меньше IK0, которое обычно не целесообразно брать меньше 50…100 мкА из-за уменьшения h21э . Выбираем N = 10. Из (6) получаем

= = 3,26 кОм.

По ГОСТу R3=3 кОм.

Амплитуда тока коллектора v1 согласно (2)

К1= = 28 мкА.

Ток коллектора в точке покоя

К01 = N ImК1 = 10.28.10-6= 0,28 мА.

.        Для транзистора КТ342Б проверяем возможность использования IК01:К01=0,28 мА< IКmax = 50 мА; IК01= 0,28 мА > 10IКБ0 =0,5 мА. При IК01=0,28 мА коэффициент передачи тока h21э≈280 [Л3, 4].

.        Проверяем транзистор по предельному значению напряжения Е=17В<UКЭmax=25В.

.        Ток базы в точке покоя IБ01= = = 1 мкА.

.        Ток эмиттера в точке покояЭ0 = IБ01+ IК01 = 1.10-6+280.10-6 = 281 мкА

.        Постоянное напряжение на резисторе R5 UR5 = UКЭ03 - UБЭ03 - UКЭ01. Выбираем напряжение UКЭ01 . Очевидно, что UКЭ01 должно быть меньше UКЭ03 = 9,32 В. Можно взять значение UКЭ01 , соответствующее режиму измерения Cк [Л. 3], т. е. UКЭ01 = 5 В. Отсюда получаем UR5 = 9,32 - 0,58 - 5 = 3,74 В.

.        Сопротивление R5 = = = 13,3 кОм. По ГОСТу R5=13 кОм.

.        По входным статическим характеристикам V1 [Л.3,4] для тока базы 1 мкА находим напряжение база - эмиттер в точке покоя UБЭ0≈0,45В.

.        Напряжение на резисторе R2 UR2=UБЭ01+UR5+UКЭ04=0,45+3,74+7,68=11,87 В.

.        Выбираем ток делителя IД=(5…10) IБ01=5мкА.

.        Сопротивление R2==2,3 МОм. По ГОСТу R2=2,2 МОм.

.        Напряжение на резисторах R1 и Rф U=E-UR2=17-11,87=5,13В.

. Сопротивление R’= R1+Rф=  =855 кОм.

.Выбираем сопротивления резисторов R1 и Rф по ГОСТу, причём желательно выбрать R1 как можно большего значения:

=820 кОм Rф =36 кОм

.Сопротивление делителя по переменному току

Д ==597кОм.

.Эквивалентное сопротивление источника сигнала Rи.экв=≈1 кОм.

.Сопротивление нагрузки V1 по переменному току

н~= = 232 Ом.

.Сопротивление базы V1 rб’= = 38 Ом.

.Входное сопративление VI без ОС

оэ = rб+≈25,1 кОм.

.Коэффициент усиления каскада на VI без учета местной ОС= 2,6

Для расчета сопротивления резистора R4 учтем следующие обстоятельства. Из-за наличия R4 в усилителе и действует как местная ООС в каскаде на VI, так и общая ОС через резисторы R5, R4. Местная ОС увеличивает входное сопротивление VI и уменьшает Кu1. Но это обстоятельство усложняет методику расчета. Действительно, при заданной сквозной глубине ОС А* и уже известном R5 выбирать произвольно R4 нельзя [Л.1 п.5]. Но тогда для определения R4 следует решать довольно громоздкое квадратное уравнение.

Так как А* ограничено лишь снизу, то для определения .R4 можно использовать следующий последовательный подход.

21.    Так как местная ОС в каскаде на VI уменьшит общую сквозную глубину ОС, то выбираем ее с некоторым запасом А*=15.

22.    Коэффициент усиления усилителя без учета обратных связей [Л.1 п. 9] Ku∑ =Ku1 Ku = 2,6•1230 = 3198.

23. Коэффициент передачи по напряжению входной цепи усилителя без учета обратных связей α=0,96.

24. Коэффициент передачи цепи ОС в общей петле

23. Сопротивление R4 =  ≈βR5= 0,00456.13.103= 59,3 Ом. По ГОСТу R4 = 62 Ом.

Уточним далее значение А* с учетом действия местной ОС.

26. С учетом местной ОС входное сопротивление VI

вхОС=RвхОЭ+R4(1+h21э) =25100 + 62.(1+280) =42,5 кОм.

27. Коэффициент усиления по напряжению первого каскада с учетом местной ОС

Ku1ОС= 1,53.

.Коэффициент передачи по напряжению входной цепи усилителя с учетом местной ОС α'= 42,5/(1+42,5) =0,977≈1.

.Коэффициент усиления усилителя с учетом местной ОС K’u∑=Ku1ОС Ku= 1,53.1230= 1880.

.Сквозная глубина ОС в общей петле A*=1+βα'K’u∑=1+0,00456.1880=9,57.

.Так как увеличением R4 сквозную глубину ОС изменить практически не удается, то уменьшим сопротивление резистора R5 по переменному току. Выбираем R'5=9,l кОм. Тогда β= 0,0068.

.Сквозная глубина ОС A*=1+βα'K’u∑=1+0,0068-1880=13,7. Такая глубина ОС подходит в усилителе для получения заданных нелинейных искажений.

33. Так как α' ≈1, то A*=А. Коэффициент усиления по напряжению усилителя с общей ОС Kи peз== 137.

34.    Входное сопротивление усилителя с учетом общей ОС Rвх.рез=RвхОС; А = 42,5.13,7 = 582 кОм.

35.    Сопротивление R6= 0,4 кОм.

По ГОСТу R6=30 кОм.

36.Емкость C2 ≥=210.10-6 Ф. По ГОСТу С2=200мкФ.

37.Емкость Сз≥=4,4 мкФ. По ГОСТу С3=5мкФ.

38.Входное сопротивление усилителя с учетом делителя

Rвxyc=294 кОм.

.Амплитуда напряжения, необходимая на входе усилителя,

вх= = 0,0584 В = 58,4 мВ.

40.    Так как αус≈1, то требуемая для усилителя ЭДС источника сигнала Еи = 41,3 мВ. Такое значение Еи подходит, так как оно меньше, чем задано в исходных данных (техническом задании на проектирование).

Расчет АЧХ усилителя для проверки устойчивости. Так как в усилителях с подобными схемами, общая петля ОС охватывает три каскада, то проверка устойчивой работы рассчитанного усилителя является важной задачей проектирования. Оценим устойчивость усилителя только в области ВЧ [Л.2]. Определим частоту среза выходной цепи fc.в1 каскада на VI.

1.      Составим эквивалентную схему выходной цепи каскада на VI без учета действия общей петли ОС.

Эквивалентная схема приведена на рис. 8.

2. Согласно [Л 3, 4] и электрическому расчету ведущего каскада Iк02≈Iэ02 = 58 мА, rб'2=14 Ом, h2lэ = 550, Ск = 7 пФ, Rн~2 = 575Ом, fгр=200МГц.

2. Сопротивление эквивалентной схемы

б'э2=RвхОЭ2 - rб'2 =252-14=238 Ом.

4.      Нагружающая каскад в области ВЧ емкость

Сэкв= = 11,15.10-9 Ф

5.  Rвых.ОС>>R3 и Rвых.ОС можно пренебречь. Эквивалентное сопротивление источника сигнала в области ВЧ

ВЧ.экв = = 220 Ом.

6.  Частота среза fс.в1 = 5 кГц.

7.  Составим эквивалентную схему выходной цепи каскада на V2 без учёта действия общей ОС.

8.  По выходным статическим характеристикам транзитора.КТ3107К находим rкэ2 = 2 кОм.

9.  Сопротивление эквивалентной схемы

≈RвхОК3-rб’3 = 576 - 2,8≈ 573 Ом.

5.  Так как rб’3<< rкэ2, то сопротивлением rб’3 можно пренебречь. Тогда эквивалентное сопротивление источника сигнала в области ВЧ

RBЧ.экв=445 Ом

11.Сопротивление эмиттерного переходаэср = 0,078 Ом.

12.Емкость, нагружающая второй каскад в области ВЧ

С0= 6,6.10-9 Ф.

13.Частота среза выходной цепи ведущего каскада

fс.в2 = 54,2 кГц.

14. Составим эквивалентную схему выходной цепи оконечного Каскада без учета действия общей петли ОС. Эквивалентная схема приведена на рис. 10 [Л.2, § 5.2.4 и 2, § 3.5].

15.    По выходным характеристикам V3 находим rкэ3=320 Ом.

16.    Согласно [Л 3, 4] для транзисторов V3 (V4) fгр3 = 3.106 Гц, Ск=40 пФ.

17.    Выходное сопротивление V3 (V4) без учета действия общей ОСвыхОК= 28,3 Ом.

. Выходная индуктивность транзисторавых ОК=  105 мкГ

. Ёмкость нагружающая оконечный каскад в области ВЧ,

=CвыхОК+См ≈СвыхОК ≈= 450 пФ.

.Вспомогательный коэффициент ав= 0,282.

.Частота среза выходной цепи оконечного каскадас.в3 = 1,17 МГц

22.    Так как fс.в3 >> fс.в2 и fс.в3 >> fс.в1, то с точки зрения устойчивой работы усилитель можно приближенно рассматривать как двухкаскадный, имеющий отношение частот среза fс.в1/fс.в2== 65,0/54,2≈1,2. В этом случае согласно [Л.2, табл. 7.1, 7.2] максимальная глубина ОС Amax≈18. В рассчитанном усилителе А≈А*≈13,7<Amax=18. Следовательно, необходимая устойчивость усилителя обеспечивается.

Расчет амплитудно-частотных искажений

. Искажения в выходной цепи оконечного каскада.

Область ВЧ. Эквивалентная схема выходной цепи усилителя для области ВЧ. Однако из-за Действия общей ОС  и  будут значительно уменьшены. Поэтому на частоте =18 кГц искажения практически будут отсутствовать, т. е. .

Область НЧ. Эквивалентная схема выходной цепи усилителя для области НЧ приведена на рис. 11. Отводим половину заданных на усилитель искажений на выходную цепь т. е. 1,5 дБ = 1,1881,19.

Рисунок 11 Эквивалентная схема выходной цепи усилителя для области НЧ

Выходное сопротивление усилителя с учетом действия общей ОС

2 Ом.

Отсюда имеем 2 Ом; 8 0м.

Ёмкость

. По ГОСТу = 200 мкФ.

. Искажения в выходной цепи ведущего каскада на V2.

Область ВЧ. Эквивалентная схема выходной цепи каскада без учёта общей ОС совпадает со схемой, представленной на рис.9. коэффициент частотных искажений

.

В области НЧ искажений в данной цепи нет.

3. Искажения в выходной цепи первого каскада.

Коэффициент частотных искажений

.

В области НЧ искажений в рассматриваемой цепи нет.

4. Искажения в цепях усилителя, охваченных общей петлей ОС. Искажения в области ВЧ в первом и втором каскадах

Искажения в первом и втором каскадах с учетом общей ОС

.

. Искажения во входной цепи усилителя.

Область ВЧ. Эквивалентная схема входной цепи усилителя приведена на рис. 12(c учетом действия общей ОС). Практически все заданные на усилитель искажения в области ВЧ можно отвести на входную цепь, т. е. 3дБ=1,41.

При токе транзистора 0,28 мА граничная частота 50 мГц [6, 7], дифференциальное сопротивление эмиттера 90 Ом. Входная ёмкость транзистора без обратных связей (см. расчет первого каскада)

.

Рисунок 12 Эквивалентная схема входной цепи усилителя (c учетом действия общей ОС)

Местная глубина ОС в первом каскаде . Общая глубина ОС в первом каскаде .

Входная ёмкость транзистора с учётом общей ОС . Ёмкость, нагружающая каскад в области ВЧ, . При отведённых искажениях допустимое значение эквивалентного сопротивления источника сигнала

Максимальное выходное сопротивление регулятора . В данной эквивалентной схеме  можно заметить КЗ и считать

, а .

При этом эквивалентное сопротивление источника сигнала в схеме

.

Отсюда находим

.

Следовательно, при заданных искажениях  в усилителе можно взять любое сопротивление регулятора, причем диапазон регулировки составит 40 дБ [2]. Выбираем . Из проведенных расчетов следует, что в усилителе практически отсутствуют искажения в области ВЧ.

Область НЧ. Эквивалентная схема входной цепи усилителя показана на рис. 13. Коэффициент частотных искажений во входной цепи усилителя . Найдем емкость С1 для худшего случая, когда 0, т. е0. При этом 294 кОм;

Искажения в области НЧ в усилителе будут меньше заданных.

Расчет цепей питания для сглаживания пульсаций

1. В исходных данных динамический диапазон сигнала =36 дБ = 63. Минимальный уровень полезного сигнала на выходе

 В.

. Учитывая, что , выбираем с запасом превышение  над уровнем помех и находим допустимый уровень помех на выходе

В.

. Из рассмотрения особенностей прохождения пульсаций с зажимов источника питания на нагрузку следует, что с некоторым запасом (для режима В) можно считать допустимое напряжение пульсаций источника питания

В.

Так как , то  на входе V3 не рассчитываем.

4.   Выходное сопротивление V1 с учетом общей ОС

,

где  находим по выходным статическим характеристикам V1: кОм.

. Коэффициент деления напряжения помех на входе второго (ведущего) каскада

. Напряжение пульсаций на входе второго каскада без учета общей ОС

В.

. Допустимое напряжение пульсаций на входе второго каскада

В.

. Напряжение пульсаций на входе второго каскада с учетом общей ОС

В.

Так как , то фильтр для сглаживания пульсаций в рассмотренной цепи не нужен.

. Параллельное соединение  и

 (п. 34, 1 кас.).

. Коэффициент деления напряжения помех на входе первого каскада для худшего случая, когда  а  (работа от другого источника сигнала при :

(п. 13, 1 кас).

. Напряжение пульсаций на входе первого каскада

В.

. Допустимое напряжение пульсации на входе первого каскада

В.

. Так как В, то для сглаживания пульсаций во входной цепи усилителя следует применить RC-фильтр.

. Коэффициент фильтрации .

. Выбираем частоту пульсаций = 50 Гц.

. Ёмкость сглаживающего фильтра

мкФ.

Расчет цепей питания для развязки от паразитной ОС

Выбираем коэффициент частотных искажений за счет паразитной ОС в ведущем каскаде  [1].

18. Так как через источник питания протекает только импульс тока V3, то

А.

Выбираем емкость выпрямителя Св=1000 мкФ. Тогда сопротивление выпрямителя  Ом.

18. Требуемый коэффициент деления напряжения паразитной ОС во входной цепи второго каскада

.

. Условие  не выполняется. Однако ставить цепочку  не следует. Так как второй каскад охвачен частотно-независимой ООС, то  можно увеличить в А* раз, поскольку напряжение паразитной ОС как напряжение помехи будет уменьшаться из-за действия общей ОС. С учетом сказанного . Получаем , т. е. фильтр не требуется.

. Требуемый коэффициент деления напряжения паразитной ОС во входной цепи первого каскада

.

. Условное  не выполняется. Требуется цепочка . Коэффициент развязки

.

Выбираем большее значение емкости из рассмотренных двух случаев. По ГОСТу Сф=1 мкФ.

Заключение

В данной работе я произвёл расчёт спроектированного мною многокаскадного усилителя звуковой частоты с последовательной отрицательной обратной связью по напряжению. В результате расчёта мне удалось подобрать элементы схемы усилителя таким образом, что параметры моего усилителя полностью соответствуют требованиям, предъявленным к нему в техническом задании на проектирование.

Список используемой литературы

1.      Кубицкий А. А. Задачи и упражнения по электронным усилителям. - М.: Радио и связь, 1986.

.        Головин О. В., Кубицкий А. А. Электронные усилители. - М.: Радио и связь, 1983.

.        Полупроводниковые приборы: транзисторы: Справочник. В. Л., Аропов, А. В., А. А. Зайцев и др. М.: Энергоиздат, 1985

.        Транзисторы для аппаратуры широкого применения. Справочник. В. Л. Брежнева, Е. И. Гантман, Т. И. Давыдова и др. М.: Энергия, 1982.

.        Справочник. Разработка и оформление конструкторской документации РЭА. Под редакцией Э. Т. Романычевой. М.: Радио и связь, 1989.