Многоканальные телекоммуникационные системы
Введение
телекоммуникационный
система телефонный сигнал
В настоящее время телекоммуникационные
технологии быстро развиваются, это связано с тем, что отношение цена/качество
на оборудование и направляющие системы, используемые при построении систем
связи, постоянно снижается. Также постоянно растут запросы абонентов на
предоставляемые услуги связи, что и определяет стремительное развитие
телекоммуникаций. Набранный темп развития телекоммуникационных систем
предопределяет и дальнейшее их совершенствование. Конечно, для этого необходимо
уделять внимание развитию во всех отраслях промышленности и производства, и,
конечно же, нужно улучшать и совершенствовать систему образования, ведь именно
люди, их умственный и физический потенциал, определяли и определяют развитие
технологий.
Развитие цифровых систем передачи
непосредственно связаны с развитием инфокоммуникационного общества. Современное
общество уже немыслимо без общения, обмена информацией на том технологическом
уровне, которого оно сейчас достигло.
Выбор частоты дискретизации
Минимальное значение частоты дискретизации fд
первичных сигналов электросвязи, при котором обеспечивается восстановление
неискаженной формы сигнала, определяется на основе теоремы
Найквиста-Котельникова: любой непрерывный сигнал, ограниченный по спектру
верхней частотой fв
полностью определяется последовательностью своих дискретных отсчетов, взятых
через промежуток времени, называемый периодом дискретизации:
. (1.1)
Так как частота и период связаны соотношением
, (1.2)
то частота дискретизации будет равна
(1.3)
С учетом невозможности технической
реализации идеальных фильтров, включаемых на входе канального амплитудно-импульсного
модулятора (КАИМ) и на выходе канального селектора (КС) частота дискретизации fд равна:
, (1.4)
где fв -
максимальное значение верхней граничной частотынепрерывного во времени
первичного сигнала c(t);
∆Fр - ширина
полосы расфильтровки.
Представленные по заданию сигналы -
телефонные, и т.к. это широкополосные сигналы (fн = 0,3 кГц, fв =3,4 кГц,
), расчет
частоты дискретизации будем вести по формуле (1.4).
В результате дискретизации получим
АИМ сигнал со спектром представленном на спектральной диаграмме 
(рисунок
1.1).
Рисунок 1.1 - Спектральная диаграмма
широкополосного АИМ сигнала.
На диаграмме показаны: полоса частот
исходного сигнала, гармоники частоты дискретизации fд, 2fд, 3fд,нижние
(НБП-1, 2, 3) и верхние (ВБП-1, 2, 3) боковые полосы около соответствующих
гармоник частоты дискретизации. Поскольку все другие спектральные составляющие
будут располагаться далеко от основного сигнала, их расчет не имеет смысла, и
они на диаграмме не изображены. Указаны полосы эффективного пропускания (ПЭП) и
эффективного задерживания (ПЭЗ) фильтра нижних частот (ФНЧ), осуществляющего
демодуляцию АИМ сигнала (выделение исходного сигнала из АИМ спектра).
Затухание фильтров в полосе
задерживания Aз = 50…60 дБ
- это минимально допустимое затухание в ПЭЗ, обеспечивающее достаточное
подавление побочных продуктов преобразования. Ширина полосы расфильтровки ∆Fр зависит от
крутизны характеристики ослабления фильтров в полосе задерживания ηф, которая
зависит от элементной базы, реализующих фильтры и от диапазона частот, в
котором они работают. Для экономичных LC-фильтров,
работающих в полосе частот 0,1…8 кГц, величина ηф = 0,05
дБ/Гц.
Полоса расфильтровки рассчитывается
по формуле:
Рассчитаем полосу расфильтровки
заданного сигнала:
(
Теперь, используя формулу (1.4)
найдём частоту дискретизации:
(1)
Также проведем расчет боковых полос
частот дискретизации. Результаты расчетов нанесем на спектральную диаграмму телефонного
АИМ сигнала (рис. 1.2).
Рисунок 1.2. Спектральная диаграмма
телефонного АИМ сигнала.
Процесс дискретизации или
амплитудно-импульсной модуляции, формирование канального АИМ сигнала c(nTд)
осуществляется в индивидуальном АИМ тракте, обобщенная функциональная схема
которого приведена на рисунке 1.3. Работа схемы заключается в следующем.
Рисунок 1.3. Функциональная
схемаиндивидуального АИМ тракта
Расчет количества разрядов в кодовой
комбинации
Определение разрядности кодовой
комбинации необходимо для обеспечения защищенности от шумов квантования и выбора
равномерного (линейного)или неравномерного (нелинейного) квантования.
Если во всем диапазоне значений
входного сигнала от -U0 до +U0 величина
шага квантования δi остается
величиной постоянной, то такое квантование называется равномерным; если же
величина шага квантования изменяется с изменением значения Uвх сигнала, то
такое квантование называется неравномерным.
Защищенность сигнала мощностью Рс
от шума квантования мощностью Ркв определяется следующими
выражением:
Акв = 
,
Для повышения защищенности от шумов квантования
слабых сигналов и уменьшения избыточной защищенности для сильных сигналов, шаг
квантования делают переменным, находящимся в зависимости от величины отсчета
АИМ-2, т.е. применяют неравномерное (нелинейное) квантование. При этом
защищенность для слабых сигналов увеличивается, а для сильных снижается,
оставаясь, однако, достаточно высокой.
Первоначально нелинейное квантование было
реализовано для отсчетов аналогового сигнала путем сжатия (компрессии)
динамического диапазона сигнала перед равномерным квантованием и последующего
его расширения (экспандирования) после декодирования. Компрессор и экспандер,
вместе взятые, образуют компандер. А процесс компрессии и экспандирования динамического
диапазона сигнала называется компандированием.
Компрессор представляет собой устройство с
нелинейной амплитудной характеристикой Uвых
к
= f (Uвх
к),
называемой характеристикой компрессии. В Европе применяется компандирование по
А-закону, его амплитудная характеристика описывается следующей формулой.
(2.4)
ЗдесьА - параметр компрессии
(сжатия). Первый участок характеристики А-закона компандирования линеен, а
участок характеристики от (1/А£
х £ 1) может
быть достаточно точно аппроксимирован линейными сегментами. Параметр сжатияА
связан с числом сегментов Nc
соотношением 
. Если Nc
= 8, то А = 87,6 (типовое значение). А-закон нелинейного квантования
имеетвосемь сегментов для положительного и восемь - для отрицательного
отсчетов. Формально общее число сегментов равно 16, но четыре центральных
сегмента (два положительных в первом квадранте и два отрицательных в третьем
квадранте) фактически образуют один сегмент и потому принято считать, что общее
число сегментов равно 13. Сегменты аппроксимации по закону А-87,6/13 для
положительных значений отсчетов представлены на рис. 1.3.
Рисунок 2.1. Аппроксимация
характеристики компандирования А-закона.
Защищенность от шумов квантования
для двухполярного сигнала (а именно такие сигналы представлены по Заданию) при
нелинейном квантовании по А-закону рассчитывается по формуле (2.5).
где m
- число элементов в кодовой комбинации (кодовом слове), или ее разрядность;
sc-
среднеквадратическое значение напряжения квантуемого сигнала;
sc
макс - среднеквадратическое значение максимального
по напряжению квантуемого сигнала;
k - пик-фактор
сигнала: для речевого сигнала k
= 5, для многоканального группового телефонного сигнала k
= 4;
А = 87,6 - параметрА - закона
компандирования.
Сравнивая формулы (2.1) и (2.5) видим, что
прирост защищенности при использовании нелинейного квантования по А-закону (для
типового значения параметраА = 87,6) по сравнению с равномерным квантованием
составляет 24 дБ. С учетом n
переприемов по тональной частоте защищенность от шумов квантования снижается и
становится равной:
Минимально допустимое количество
элементов (разрядов) в кодовой комбинации при использовании нелинейного
кодирования по А-закону компандирования для телефонного сигнала при заданной
величине защищенности Акв и заданном числе п переприемов равно:
здесь символ ent означает
округление до большего целого числа.
Определим разрядность кодовой
комбинации речевого сигнала, защищенность от шумов квантования которого по
заданию равна Акв = 21 дБ, а число переприемов по тональной частоте
равно п = 3. Согласно (2.7), разрядность кодовой комбинации равна
.
Рассчитаем и построим зависимость защищенности
от шумов квантования на выходе КТЧ от уровня сигнала. Определим по формуле
(2.4) минимальную величину защищенности сигнала от шумов квантования в пункте
приема в диапазоне уровней -36 дБ £pс£
0 дБ (защищенность для динамического диапазона телефонного сигнала Dс
= 36 дБ, полагая, что Рmax=
0 дБ и Pmin
= -36 дБ)с учетом заданного числа переприемов по тональной частоте и
разрядности кодовой комбинации
Максимальная величина защищенности в
том же диапазоне будет на 3…4 дБ больше минимальной
Построим график зависимости Акв
= j(рс).
Для чего нанесем на график горизонтальные прямые, соответствующие найденным
значениям Акв maxи Акв min (рисунок
1.4). Защищенность при рс min = -36 дБ
примерно на2 дБ выше минимальной, т.е.
Значения защищенности от шумов
квантования в диапазоне уровней -36 дБ £ рс £ 0 дБ лежат между этими прямыми. В
диапазоне -¥ £ рс
£ -36 дБ
квантование является равномерным (линейным) и поэтому Акв убывает на
1 дБ при уменьшении уровня сигнала на такую же величину. Диапазон изменения
уровня сигнала, в котором защищенность остается не ниже заданной, находят
непосредственно из рисунка 1.4. При Акв min = 24 дБ он
составляет Dс = 39 дБ
(определяется по графику рис. 2.2).
Рисунок 2.2. График зависимости защищенности от
уровня входного сигнала
Выбор кода аналого-цифрового
преобразователя
Кодирование отсчетов квантованного АИМ-сигнала
осуществляется устройством, которое называется кодером или аналого-цифровым
преобразователем (АЦП).
Кодирование двуполярных отсчетов квантованного
АИМ-сигнала осуществляется симметричным кодом, в котором для обозначения знака
полярности отсчета используется первый разряд («1» используется для обозначения
положительного отсчета, а «0» - для обозначения отрицательного отсчета), а
остальные разряды используются для обозначения абсолютной величины.
Весьма удобным графическим представлением кодов
является таблица - кодовый растр, иллюстрирующий всю кодовую таблицу путем
представления ее комбинацией по порядку уровней, рисунке 3.1. На рис. 3.1,а
показана кодовая таблица 4-разрядного натурального двоичного кода; единицы
(знаки) и нули (пробелы) показаны соответственно черными и белыми квадратами;
на рисунке 3.1, б приведена кодовая таблица симметричного двоичного кода, где
все разряды, кроме высшего, используются для кодирования абсолютного значения
уровня отсчета в виде двоичного кода.
Рисунок 3.1. Таблица двоичных кодов: a
- натурального; б - симметричного
Кодирование по А-закону компандирования
предусматривает разбиение характеристики компандирования на сегменты, в
пределах которых осуществляется линейное квантование с соответствующим этому
сегменту шагом квантования. Число разрядов для кодирования номера сегмента
рассчитывается по формуле
,
где Dc -
динамический диапазон сигнала, определенный по методике изложенной выше.
В пределах каждого сегмента число
шагов квантования является величиной постоянной. Число разрядов для кодирования
уровней в пределах сегмента равно:
Таким образом, кодовая комбинация,
необходимая для кодирования АИМ квантованных отсчетов будет иметь вид:
.
Рассчитаем 
и 
по формулам
(1.11) и (1.12) соответственно
По итогам расчета получим кодовую
группу имеющую вид Q1Q2Q3Q4Q5Q6Q7, где символ
Q1 (0 или 1)
обозначает полярность кодируемого отсчета; Q2Q3Q4 - символы,
обозначающие номер сегмента, в который попадает кодируемый отсчет, и
представляющие собой натуральный двоичный код номера сегмента; Q5Q6Q7 - символы
обозначающие номер уровня квантования внутри сегмента.
Уровни квантования, соответствующие
нижним границам сегментов, образуют ряд 0δ, 16δ, 32δ, … 1024δ (δ -
минимальный шаг квантования). В пределах каждого сегмента 16 уровней
квантования формируются с помощью четырех эталонных сигналов. Значения этих
сигналов для каждого сегмента и алгоритм кодирования номера сегмента показаны в
таблице 3.2.
Таблица.3.2
Для формирования всех уровней квантования при
кодировании сигнала одной полярности, как следует изрисунке 3.2, достаточно 11
эталонных сигналов; при кодировании одного отсчета одновременно используется не
более пяти эталонных сигналов: один для определения границы сегмента и четыре
для определения шага квантования в пределах сегмента.
Для уменьшения искажений при декодировании
используется 12-й корректирующий эталон, равный половине минимального шага
квантования сегмента, в котором находится конкретный отсчет. Согласно
проведённому расчёту, число разрядов для кодирования уровней в пределах
сегмента равно трём, следовательно, при кодировании будет использоваться только
три старших эталонных разряда. Структурная схема нелинейного АЦП приведена на
рисунке 3.3, где приняты такие обозначения: К - компаратор; БКЭ - блок выбора и
коммутации эталонных сигналов; ГЭТ+ - генератор положительных эталонных
сигналов; ГЭТ- - генератор отрицательных эталонных сигналов; КЛ -
компрессирующая логика; ЦР - цифровой регистр; ПК - преобразователь кода из
параллельного в последовательный; ГО - генератор тактовой частоты.
Рисунок 3.3. Структурная схема нелинейного АЦП
Структурная схема нелинейного декодера -
цифро-аналогового преобразователя (ЦАП) приведена на рисунке 3.4, где, кроме
уже приведенных обозначений, используется новое: ЭЛ - экспандирующая логика.
Для уменьшения искажений при декодировании используется 12-й корректирующий
эталон, равный половине минимального шага квантования сегмента, в котором
находится конкретный отсчет.
Рисунок 3.4. Структурная схема нелинейного ЦАП.
Рассмотрим пример определения структуры кодовой
комбинации отсчета Uотс
= 185d0.
1. Т.к. отсчет положительный, то Q1
= 0.
2. Определение номера сегмента. Из
рисунк 3.2 следует, что отсчет с амплитудой 185d0
попадает в пятый сегмент с диапазоном входных амплитуд 128d0…256d0.
Следовательно, код этого сегмента имеет вид 100.
. Для определения символа Q5
составляется сумма U1
= Uнг + Uэт3 , где Uнг - нижняя граница
сегмента, Uэт3 - высший эталон напряжения сегмента. Амплитуда
исходного отсчета сравнивается с полученной суммой. Если отсчет больше суммы -
1, нет - 0. В нашем случае Uнг
= 128d
и Uэт3
= = 64d,
U1
= 192d>Uотс
= 185d.
Следовательно, Q5
= 0.
. Для определения символа Q6
составляется сумма U2
= Uнг + Q5×Uэт3+
+ Uэт2. Для нашего примера имеем: Uэт2
= 32d, U2
= 160d0<Uотс
= 185d0.
Следовательно, Q6
= 1.
. Для определения символа Q7
составляется сумма U3
= Uнг + Q5×Uэт3+
+Q6×Uэт2
+Uэт1; Uэт1 = 16d, U3
= 176d>Uотс
= 185d.
Следовательно, Q7
= 1.
Т.о., заданному отсчету соответствует кодовая
комбинация 1100011.
Разработка структуры цикла
первичного цифрового потока
В настоящее время разработаны и широко применяются
три стандарта плезиохронной цифровой иерархии (PDH),
где в качестве входного сигнала используется сигнал основного цифрового канала
(ОЦК) или DigitalSignaloflevel0
(DS0) со скоростью
передачи С0 = 64 кбит/с.
Поскольку требуется организовать 144 канала ТЧ
(ОЦК), возьмем в качестве первичного цифрового потока (ПЦП) поток DS1
северо-американского стандарта. Данный стандарт ПЦП на 24 канальных интервала
обеспечивает скорость передачи равную СDS1
=
1,544 Мбит/с.
Длительность цикла Тц всегда величина
постоянная и обратная частоте дискретизации первичного сигнала, Тц =
1/fд
= 1/8000 = 125 мкс.
Длительность канального интервала определяется
из соотношения:
где Тц -
длительность цикла ПЦП;
Nки - число
канальных интервалов, для потока DS1, равное 24.
Подставив значения в (4.1), получим:
Тки = 5,21 мкс.
Каждый канальный интервал имеет
восемь разрядных символов, длительность которых равна:
Половина разрядного интервала может
быть занята передачей символа «1» - прямоугольного импульса длительностьюτ = Три
= 325 нс, вторая половина представляет собой защитный промежуток. При передаче
символа «0» импульс в разрядном интервале отсутствует.
Частота следования циклов равна
частоте дискретизации, т.е.fд = fц; частота
следования канальных интервалов определяется из соотношения:
и равняется
fки
= 192 кГц.
Частота разрядных импульсов-символов в цикле,
или тактовая частота первичного цифрового потока равна:
(4.4)
Так как в каждом разряде (разрядном
интервале) передается 1 бит информации, то скорость передачи в цифровом потоке
равна
Временная структура цикла первичного
цифрового потока типа DS1 представлена на рисунке
4.1.
Рисунок 4.1. Временная структура
цикла первичного цифрового потока типа DS1.
Как следует из рисунка 4.1, цикл содержит 24
восьмиразрядных канальных временных интервала (КИ) и один дополнительный символ
в конце каждого цикла. Этот символ, принимая поочередно в последовательных
циклах значения «1» и «0», образует распределенный цикловой синхросигнал (ЦСС).
Из структуры цикла цифрового потока DS1
следует, что первый разряд (символ) каждого из 24 канальных интервалов
используется для образования каналов передачи сигналов управления и вызова
(СУВ).
Сверхцикл получается объединением 16-ти циклов,
одна часть которых 0-й, 2-й, 4-й, … 14-й являются четными циклами, а другая -
1-й, 3-й, … 15-й являются нечетными.
Для создания двух сигнальных каналов,
предназначенных для обслуживания одного телефонного канала, упомянутый выше
разряд (символ) переносит информацию первого сигнального канала А в четных
циклах, а второго сигнального канала В - в нечетных циклах.
Разработка структурной схемы
проектируемой ЦСП ИКМ-ВРК
В соответствии с заданием на проект требуется
организовать 144 канала ТЧ. Выберем коэффициенты мультиплексирования
соответственно 24 (объединение 24 ОЦК в поток DS1)
и 6 (объединение 6 потоков DS1
в поток DS2). Таким
образом, для организации потока DS2
необходимо две ступени временного группообразования.
Схема временного группообразования и коэффициенты
мультиплексирования приведены на рисунке 5.10.
Рисунок 5.1. Схема временного группообразования.
Поскольку в ПЦИ (PDH)
принято посимвольное объединение цифровых потоков, используем его при
формировании группового сигнала ЦСП. При этом методе импульсы объединяемых (компонентных)
цифровых потоков укорачиваются и распределяются последовательно (первые
импульсы компонентных потоков, затем вторые и т.д.) во времени так, чтобы в
освободившихся интервалах могли разместиться вводимые импульсы других потоков.
Чертеж обобщенной структурной схемы цифровой
системы передачи ИКМ-ВРК приведен на рисунке 5.2.
Рисунок 5.2. Обобщенная структурная схема ЦСП
ИКМ-ВРК.
На рисунке 5.2 введены следующие обозначения:
ДС - дифференциальная система, разделяющая
тракты передачи и приема;
УНЧпер, УНЧпр - усилители
низкой частоты трактов передачи и приема индивидуального оборудования ЦСП;
ФНЧпер, ФНЧпр - фильтры
нижних частот (ФНЧ) трактов передачи и приема индивидуального оборудования ЦСП;
КАИМ - канальный амплитудно-импулъсный
модулятор;
КС - канальный селектор;
РЛ - линейный регенератор;
УОКС - устройство объединения канальных
(индивидуальных) АИМ-1 сигналов в сигналы АИМ - группового тракта передачи;
УРКС - устройство разделения канальных сигналов
АИМ - группового тракта приема;
АИМ-1/АИМ-2 - устройство преобразования АИМ-1
индивидуальных сигналов в групповой АИМ-2 сигнал;
АЦП - аналого-цифровой преобразователь,
осуществляющий кодирование сигналов АИМ-2 по закону применяемого кода
(натуральный, симметричный или код Грея);
ЦАП - цифро-аналоговый преобразователь,
осуществляющий декодирование цифровых сигналов;
БФССЦС - блок формирования сигналов различных
видов синхронизации;
БФСУВ - блок формирования сигналов управления и
вызова и их ввода в первичный цифровой поток;
MUX1 -
мультиплексор первичного временного группообразования;
MUX2 -
мультиплексор вторичного временного группообразования;
DX1 -
демультиплексор первичного временного группообразования;
DX2 -
демультиплексор вторичного временного группообразования;
Пр. СЦС - приемник синхросигналов различного
назначения;
Пр. СУВ - приемник сигналов управления и вызова;
ЗГ - задающий генератор, предназначенный для
формирования периодической последовательности импульсов;
РКИ - распределитель канальных импульсов, предназначенный
для распределения тактовых импульсов поступающих с ЗГ на различное
оборудование;
ПКпер, ПКпр -
преобразователь кода, формирующий линейный цифровой сигнал, соответственно
тракта передачи и тракта приема;
УВТЧ - устройство выделения тактовой частоты;
ВКО - вводно-кабельное оборудование,
предназначенное для подключения аппаратуры линейного тракта ЦСП к кабельным
линиям связи.
Разработка структуры цикла
проектируемой ЦСП ИКМ-ВРК
Необходимо сформировать цикл передачи вторичного
цифрового потока DS2
с двухсторонним и двухкомандным управлением. Отметим, что скорость передачи
агрегатного цифрового потока будет всегда выше суммы скоростей передачи
входящих в него компонентных потоков за счет добавления различных служебных
символов. Структура цикла передачи агрегатного (объединенного) цифрового потока
DS2’, получаемого
путем асинхронного объединения 6 компонентных (первичных) цифровых потоков DS1,
содержит позиции для передачи следующих символов:
- информационных - для передачи каждого
из компонентных цифровых потоков;
- команд о наличии согласования
скоростей, число символов, обеспечивающих требуемую помехоустойчивость этих
команд;
- сигнала цикловой синхронизации, число
и длительность которых должны обеспечить требуемое время восстановления
синхронизма;
- информационных, формируемых при
отрицательном или положительном согласовании скоростей и др.
При построении цикла передачи ЦСП ИКМ-ВРК также
необходимо учитывать следующие важные требования к его структуре:
- число следующих подряд служебных
символов должно быть по возможности минимальным, что обеспечивает минимизацию
объема памяти запоминающих устройства (ЗУ) оборудования временного
группообразования (ОВГ);
- распределение символов синхросигнала
должно быть таким, чтобы обеспечивалось минимальное время восстановления
синхронизма (обычно это достигается формированием сосредоточенного
синхросигнала соответствующей длительности);
- распределение команд согласования
скоростей должно быть таким, чтобы обеспечивалась их максимальная
помехоустойчивость;
- распределение служебных символов в
цикле должно быть равномерным, что обеспечивает минимизацию объема памяти ЗУ
ОВГ;
- длительность цикла должна быть по
возможности минимальной, что позволяет уменьшить время вхождения в синхронизм и
временные флуктуации цифрового сигнала за счет ОВГ;
- структура цикла должна обеспечивать
возможность работы системы как в асинхронном, так и в синхронном режимах.
Стандарт организации цифрового потока DS2
предусматривает организацию малого количества служебных символов, и как следствие,
большую экономичность.
Рисунок 6.1. Структура цикла проектируемой ЦСП
ИКМ-ВРК.
Минимизируя число следующих подряд служебных
символов, и равно распределяя их по циклу, получаем структуру цикла,
изображенную на рисунке 6.1, где СС - символы синхросигнала, ИС-
информационные символы компонентных потоков, СКС - символы команд согласования
скоростей.
Расчет тактовой частоты
проектируемой ЦСП ИКМ-ВРК
Линейный цифровой сигнал цифровой
системы передачи строится на основе сверхциклов, циклов, канальных и тактовых
интервалов первичных цифровых потоков. Тактовая частота первичного цифрового
потока DS1 была
рассчитана ранее (по формуле (4.4)) 
При любом способе объединения
цифровых потоков зависимость между тактовой частотой объединяемых или
компонентных цифровых потоков fт1 и тактовой
частотой объединенного цифрового потока fт имеет вид:
где q - отношение числа
дополнительных символов в цикле объединенного цифрового потока к числу информационных
символов;
М - количество объединяемых цифровых
потоков.
Вторичный цифровой поток DS2’
объединяет шесть первичных потоков (со скоростью 1544 кбит/с с числом символов
201 в цикле). Компонентные цифровые потоки объединяются по шесть в группе. Все
группы содержат 1206 символов (6·(193 + 8) =
1206.
Подставив числовые значения в (7.1)
получим тактовую скорость цифрового потока DS2’ равную
Расчет параметров цикловой
синхронизации первичного цифрового потока
С целью согласования работы передающей и
приемной станций ЦСП на основе ИКМ с ВРК предусматривается синхронизация
генераторного оборудования приемной и передающей станций по тактовой частоте,
циклам и сверхциклам цифровых потоков. Системой цикловой синхронизации называют
совокупность устройств, согласующих работу передающей и приемной станций с
целью обеспечения правильного декодирования и распределения декодированной
информации. Основными параметрами системы цикловой синхронизации являются:
- время вхождения в синхронизм Тв
при первоначальном включении аппаратуры в работу и время восстановления
состояния циклового синхронизма после перерыва связи или потери синхронизма;
- среднее время между выходами из
состояния циклового синхронизма Тсб (время сбоя) при определенном
коэффициенте ошибок Kош;
- защитное время Тзащ,
представляющее среднее время восстановления синхронизма в системе высшего
порядка (цифрового потока DS2
в структуре потока DS1);
Время восстановления синхронизма Тв
складывается из составляющих:
- времени поиска синхронизма Тп;
- времени удержания синхронизмаТу.
Таким образом, время восстановления определяется
по формуле:
Тв = Тп + Ту.
Среднее время поиска синхронизма определяется из
соотношения:
где b- число следующих друг за
другом правильных цикловых синхросигналов, необходимых для восстановления
циклового синхронизма, примем b
= 3;
Nц - число
символов в цикле цифрового потока (Nц= 512);
Рл - вероятность
появления ложного синхросигнала;
Тцс - период повторения
циклового синхросигнала, Тцс = 125 мкс.
,
где Рош -
вероятность совпадения информационного символа с символами синхросигнала, Рош
= 0,5;
а - число символов в синхросигнале
(а = 7).
Максимальное значение времени поиска синхронизма
определяется по формуле:
Тпmax
= Тп + 3×s,
где Тп - среднее время поиска
синхронизма, определяемое по формуле (8.2); s - стандартное
отклонение времени поиска синхронизма, равное:
s = Тцс×Nц×Рл
/(1 - Рл),
Время удержания синхронизмаТу
определяется соотношением:
Ту = a×Тцс,
где a - число символов
последовательно искаженных цикловых синхросигналов, необходимых для перехода из
состояния «циклового синхронизма» в состояние «выход из циклового синхронизма»,
a
= 4.
С учетом формул (8.2) - (8.6) можно записать
(8.7) в виде:
Для оценки максимального времени
восстановления синхронизма имеем:
Твmax = Тв
+ Тцс×Nц×Рл /(1
- Рл),
Среднее время между выходами из состояния
«циклового синхронизма» равно:
Тсб = Тцс/(a×Kош)a,
где Kош-
коэффициент ошибок, Kош=
10-9.
Защитное время определяется зависимостью:
Тзащ = (a-1)Тцс.
Подставим значения вышеприведенных постоянных в
формулу (8.7), получим среднее время восстановления синхронизма:
Максимальное время восстановления
синхронизма определится по формуле (8.8):
Тв max =
1503,94·10-6 + 125·10-6·512·0,57/(1 - 0,57)
= 1503,94·10-6 + + 1007,87·10-6 = 2511,81 мкс.
Среднее время между выходами из
состояния «циклового синхронизма» по формуле (8.9) равно:
Тсб = 125·10-6/(4·10-3)4
= 125·10-6/(16·10-12) = 7,81·106 с.
Значение защитного времени
определится из формулы (8.10):
Тзащ = (4 - 1)·125·10-6 =
375 мкс
Результаты расчетов параметров системы цикловой
синхронизации приведены в таблице 8.1.
Таблица 8.1
|
Тв
|
Тв
max
|
Тсб
|
Тзащ
|
|
1,504
мс
|
2,512
мс
|
7,81·106с
|
375
мкс
|
Выбор типа линейного кода
Линейный цифровой сигнал (ЛЦС) передаваемый по
линии связи и формируемый на основе линейного кода должен отвечать следующим
требованиям:
- энергетический спектр сигнала должен:
быть сосредоточен в относительно узкой полосе частот, не содержать постоянную
составляющую, содержать значительно ослабленные низкочастотные и
высокочастотные составляющие; выполнение этих условий позволяет уменьшить
межсимвольные искажения, обусловленные ограничением полосы частот линейного
тракта как в области верхних частот, так и в области нижних частот, либо увеличить
длину регенерационного участка, либо при заданной длине регенерационного
участка -
повысить верность передачи;
- структура ЛЦС должна быть такой,
чтобы можно было просто и надежно выделить тактовую частоту в каждом линейном
регенераторе;
- должна быть обеспечена возможность
постоянного и достаточно простого контроля коэффициента ошибок в линейном
тракте без перерыва связи;
- уменьшения при необходимости тактовой
частоты передаваемого сигнала по сравнению с исходной двоичной
последовательностью или исходным двоичным сигналом;
- формирование ЛЦС должно быть
достаточно простым и не приводить к размножению ошибок.
Для линейных трактов ЦСП, использующих
электрические кабели - симметричные, коаксиальные -
некоторые типы кодов и соответствующие им линейные цифровые сигналы показаны на
рисунке 9.1.
Рисунок 9.1. Линейные цифровые сигналы различных
кодов.
На рисунке 9.1, а приведена случайная реализация
цифрового сигнала на выходе формирователя цифрового сигнала или оборудования
временного группообразования (мультиплексирования). Этот двоичный сигнал
представляет однополярную последовательность символов "1" и
"0".
В ЦСП значительное распространение получили так
называемые алфавитные коды типа nВkМ,
где:
n- число символов в
кодируемой двоичной группе;
B (Binary)-указывает,
что в исходной последовательности используется двоичное основание счисления
(рисунке 9.1, a);
k-число символов в
группе линейного кода;
М- буква, отражающая
кодовое основание счисления линейного кода, например:
Т - третичная (Ternary),
Q- четверичная (Quaternary)
и т.д.
Наиболее простым из этого вида кодов является
код вида 1B1T
(для которого n = 1, k
= 1 и М = 3, т.е. один символ двоичного кода преобразуется в один символ
троичного кода). Такой простейший алфавитный код называется кодом чередования полярности
импульсов - ЧПИ (или AlternateMarkInversion-AMI),
двоичный код с изменением полярности сигнала на каждой единице, нуль передается
отсутствием сигнала. В результате формируется двухполярный трехуровневый код.
Преобразование исходной двоичной последовательности (рис. 1.13 а) в
квазитроичной код типа ЧПИ приведено на рис. 1.13 б. Как следует из этого
рисунка, нули исходной двоичной последовательности преобразованию не
подвергаются, а единичные посылки меняют полярность на обратную по отношению к
предыдущей единичной посылке. Любая ошибка, появившаяся при передаче вызывает
нарушение закона чередования полярности импульсов, что может быть легко
обнаружено. Достоинством кода ЧПИ является простота его формирования на
передаче и декодирования на приеме. Энергетический спектр кода ЧПИ не содержит
постоянной составляющей и концентрация основной энергии происходит в области
полутактовой частоты (0,5 fт)
исходной двоичной последовательности.
Одной из характеристик алфавитных кодов является
избыточность:
где n- число символов в кодируемой
двоичной последовательности (для кода ЧПИ n = l);
k- число символов в группе
нового кода (для кода ЧПИ k = l);
M- буква, отражающая кодовое
основание счисления нового кода (для кода ЧПИ, как троичного или квазитроичного
кода М есть Т = 3). Подставив в (9.1) значения величин n, k, M, получим
или в процентах 
Следовательно, код ЧПИ (1B1T) имеет
высокую степень избыточности, но основным его недостатком является трудность
выделения тактовой частоты (необходимой для обеспечения устойчивой работы
регенераторов - устройства
выделения тактовой частоты) при длинных сериях нулей (пробелов) в исходной
двоичной последовательности. Поэтому в линейном цифровом сигнале длинные серии
нулей (пробелов) недопустимы.
От выше указанных недостатков
свободны алфавитные коды типа nBkT, рисунок 9.1 в (пример кода
4В3Т), получившие относительно широкое распространение.
В процессе формирования кодов типа nBkT
используется несколько вариантов алфавитов, выбор конкретного из них
осуществляется на основе анализа некоторого числа предшествующих символов с
учетом структуры исходной последовательности. Следовательно, одна и та же
группа исходных двоичных символов может быть представлена различными группами
кода 4В3Т. Таким образом, обеспечивается равенство числа положительных и
отрицательных импульсов третичной последовательности, а также невозможность
появления серий нулей.
Избыточность кода 4В3Т определим,
подставив в (9.1) значения величин n, k, M:
что более чем в 2 раза ниже чем в
коде типа ЧПИ.
Отметим, что коды типа nBkT несколько
снижают тактовую частоту линейного цифрового сигнала.
Итак, в качестве линейного кода для
систем, работающих по электрическим кабелям связи будет использоваться код
4В3Т.
Расчет длины регенерационного
участка по симметричным кабелям
Для симметричных кабелей связи основным
источником помех в цифровом линейном тракте (ЦЛТ) являются взаимные влияния
между парами, обусловленные конечной величиной переходного затухания между ними
на ближнем и дальнем концах. Эти помехи зависят от способа организации
двусторонней связи:
- однокабельная схема, при которой пары передачи
прямого и обратного направлений находятся в одном кабеле и взаимные влияния
между ними определяются переходным затуханием на ближнем конце А0;
- двухкабельная схема организации связи, при
которой пары передачи прямого и обратного направлений находятся в разных
кабелях, и взаимные влияния между ними определяются переходным затуханием на
дальнем конце Аl.
На величину переходных помех влияет число систем
передачи, работающих по одному и тому же кабелю, длина регенерационного участка
и коэффициент затухания кабеля. Защищенность от помех переходных влияний в ЦЛТ,
как правило, определяется в пределах одного регенерационного участка, т.к. на
выходе линейного регенератора (РЛ) происходит полное восстановление формы
линейного цифрового сигнала и полное исключение внешних помех. Однако необходимо
учитывать некоторое снижение защищенности на величину DАз,
обусловленное межсимвольными помехами, допусками на амплитуду и длительность
импульсов, точности коррекции амплитудно-частотных характеристик
регенерационного участка устройствами коррекции линейного усилителя
регенератора (называемого усилителем-корректором), нестабильностью порога и
конечной чувствительностью порогового устройства РЛ, отклонениями моментов
стробирования - точности выделения тактовой частоты в устройстве хронирования
РЛ. Обычно величина DАз принимается равной 3…6
дБ. В проекте следует принять двухкабельную схему организации двусторонней
связи. Защищенность от переходных помех для такой схемы организации связи
определяется переходным затуханием на дальнем конце и определяется по формуле:
,
где Al- переходное
затухание на дальнем конце, дБ;
a-
коэффициент затухания пары кабеля, дБ/км;
lру - длина
регенерационного участка, км;
k- число ЦСП,
работающих на параллельных цепях;
DАз
- величина снижения защищенности одиночного регенератора из-за действия
различного вида дестабилизирующих факторов.
Основные параметры симметричных и
коаксиальных кабелей приведены в таблице 10.1.
Таблица 10.1
|
Тип
кабеля
|
a1
, дБ /км
|
Zв
, Ом
|
А0
, дБ
|
Аl
. дБ
|
Сл1
, тыс. у.е./км
|
|
ЗКП
1х4х1,2
|
5,43
|
150
|
68
|
80
|
2х0,625
|
|
МКС
1х4х1,2
|
5,35
|
150
|
68
|
80
|
2х0,345
|
|
КМ-4
2,6/9,4
|
2,36
|
75
|
|
|
3,6
|
|
МКТ-4
1,2/4,6
|
5,33
|
75
|
|
|
1,6
|
|
Микрокоаксиал
0,7/2,9
|
8,88
|
75
|
|
|
0,9
|
Значение aв (10.1)
определяется по следующей формуле:
,
здесь a1-
коэффициент затухания пары кабеля, (см. таблицу 10.1), дБ/км;
fТ - тактовая
частота линейного цифрового сигнала, МГц.
Из (10.1) получаем формулу для
определения длины регенерационного участка
Защищенность на дальнем конце
представляет так называемую ожидаемую защищенность, т.е. защищенность,
определяемую реальными значениями переходного затухания, ожидаемых снижений
защищенности одиночного регенератора, длиной регенерационного участка и
коэффициента затухания пары симметричного кабеля. Ожидаемая защищенность от
помех в линейном цифровом тракте сравнивается с допустимой защищенностью,
которая зависит от допустимой вероятности ошибок рош доп или
коэффициента ошибок и типа линейного кода цифрового сигнала.
Зависимость вероятности ошибок от
допустимой защищенности для трехуровневых сигналов (квазитроичного кода)
приведена в таблице 10.2.
Таблица 10.2
|
Аз
доп , дБ
|
19,6
|
20,5
|
21,5
|
22,0
|
22,9
|
23,4
|
24,5
|
25,3
|
|
Р
ош доп
|
10
- 5
|
10
- 6
|
10
- 7
|
10
- 8
|
10
- 9
|
10
- 10
|
10
-11
|
10
- 12
В формуле (10.4) величина рошпредставляет
вероятность ошибки одиночного регенератора, которая равна
рош = р0×lру,
здесь р0- допустимая вероятность
ошибки на один километр линейного тракта, 1/км;
lру
- длина регенерационного участка, км.
Зависимость между ожидаемой защищенностью и
допустимой определяется соотношением вида
Аз ож ³
Аз доп,
следовательно, равенство
А з ож = Аз доп
можно использовать для определения максимальной
длины регенерационного участка.
Определим длину регенерационного участка для ЦСП
типа ИКМ-480, работающей по симметричному кабелю марки МКС-1х4х1,2. Схема
организации связи - двухкабельная, тип кода линейного цифрового сигнала 4В3Т,
допустимая вероятность ошибки на один километр линейного тракта рош
= 0,5·10-9, длина линейного тракта L=
450 км.
Условиями задачи задан одночетверочный кабель.
Следовательно, число влияющих пар (ЦСП) равно k
= 1. Так как схема организации двухкабельная, то ожидаемая защищенность от
переходных помех определяется формулой (10.1) при условии, что k
= 1, т.е.
А3 ож = Аl-a×lру-DA3
Из таблицы 10.1 следует Аl
= 80 дБ, выберем величину DA3
= 5 дБ. Величину aопределим воспользовавшись формулой
(10.2).
Подставив значения Аl , DAз и a в формулу (10.8), получим
Аз ож = 80 - 11,75×lру - 5 = 75 -
11,75·lру
Допустимая защищенность для данного
типа линейного кода согласно (10.4) будет равна
Аз доп = 10,62 + 11,42lg[
- lg (0,5·10-9×lру)]
Длина регенерационного участка
определится из равенства (10.7) после подстановки в него значений Аз ож
и Аз доп
- 11,75×lру = 10,62 +
11,42 ×lg[-lg(10-9 ×lру)],
которое преобразуем к виду
,64 - 1,03×lру = lg[-lg(10-9 ×lру )]
Обозначим левую часть равенства
(10.9) через Х(lру), т. е.
Х (lру) = 5,64 -
1,03×lру,
а правую через Y(lру),
т. е.
Y (lру
) = lg[-lg(0,5·10-9
×lру
)].
Уравнение (10.9) решается графически. Точка
пересечения функций X(lру)
и Y(lру)
и будет его решением. Возможно и аналитическое более точное решение
трансцендентного уравнения вида (10.9).
Построим график зависимости Х(lру).
Это уравнение прямой, (рисунок 10.1).
Построим график зависимости Y(lру).
Это логарифмическое уравнение (рисунок 10.1).
Рисунок 10.1. К расчёту длины регенерационного
участка по симметричным кабелям
Находим точку пересечения функций X(lру)
и Y(lру).
Большее значение и будет расчетной максимальной длиной регенерационного
участка, т.е. lру макс»4,5км.
Расчет длины регенерационного
участка по коаксиальным кабелям
Основным видом помех, определяющих качество
передачи линейного цифрового сигнала по коаксиальным кабелям, являются
собственные помехи, включающие в себя тепловые шумы линии, тепловые шумы узлов
аппаратуры и собственные шумы усилителя-корректора линейного регенератора.
Ожидаемая защищенность от собственных помех в
пределах одного регенерационного участка может быть определена из рассмотрения
рисунка 11.1.
Рисунок 11.1. Определение длины регенерационного
участка для ЦСП по коаксиальному кабелю.
Здесь приняты следующие обозначения:
рпер- уровень
передачи цифрового сигнала на выходе оборудования линейного тракта оконечного
пункта (ОЛТ-ОП) или линейного регенератора (РЛ) необслуживаемого или
обслуживаемого регенерационного пункта (НРП или ОРП);
a - коэффициент километрического ослабления
коаксиального кабеля на расчетной частоте (как правило, на полутактовой частоте
линейного цифрового сигнала);
рсш - уровень собственных шумов,
приведенных ко входу линейного усилителя-корректора линейного или станционного
регенератора;
Fш
- коэффициент шума линейного усилителя-корректора, характеризующий его шумовые
свойства, т.е. помехозащищенности сигнала от собственных шумов при прохождении
сигнала через усилитель.
Ожидаемая защищенность от собственных помех
определяется по приближенной формуле
где Uпер - амплитуда
напряжения импульса на выходе регенератора;
Zв - волновое
сопротивление цепи коаксиального кабеля;
a-коэффициент
затухания цепи коаксиального кабеля на полутактовой частоте;
lру - длина
регенерационного участка;
fТ - тактовая
частота линейного цифрового сигнала в МГц;
Fш -
коэффициент шума корректирующего усилителя линейного регенератора.
Для определения максимальной длины
регенерационного участка воспользуемся равенством (10.7) в форме, связывающей
ожидаемую защищенность от собственных шумов Асш.ож и допустимую
защищенность от собственных шумов Асш.доп
Асш.ож = Асш.доп.
Для трехуровневых сигналов или
квазитроичных кодов сигналов цифрового линейного тракта расчетное уравнение для
определения максимальной длины регенерационного участка может быть представлено
в форме
 (11.3)
Здесь
 . (11.4)
Напомним, что в (11.3) р0
- допустимая вероятность ошибки на один километр линейного тракта.
Как видим, уравнение (11.3)
представляет трансцендентное уравнение вида (10.9), решение которых графическим
способом рассмотрены ранее.
 (11.5)
и
 . (11.6)
Определим максимальную длину
регенерационного участка ЦСП типа ИКМ - 480, работающей по коаксиальному кабелю
типа МКТ-4; вид кода линейного цифрового сигнала 4В3Т, амплитуда импульса на
выходе в линию с волновым сопротивлением Zв = 75 Ом
равна Uпер = 3,5В;
длина линейного тракта L= 450 км; допустимая вероятность
ошибки (коэффициент ошибки) р0 =0,5·10-9 1/км;
коэффициент шума Fш = 4.
Подставив в формулу (11.4) значения Uпер
=3,5В, Fш
= 4, определим величину В для квазитроичного кода (трехуровневого)
Определим значение коэффициента
затухания a для
коаксиального кабеля типа МКТ-4 по формуле (10.2), подставив в нее значение a1 = 5,33
дБ/км, взятого из таблицы 10.1, и значение тактовой частоты fт = 7,24 МГц.
Подставив значениеВв (11.5), получим
функцию X(lру) в форме
и функцию Y(lру), подставив
значение ро =0,5·10-9, получим
 .
Искомая длина регенерационного
участка находится графически, путем построения графиков функций Х(lру) и Y(lру) и нахождения
точки их пересечения (см. рисунок 10.1 и пояснения к его построению при
определении длины регенерационного участка ЦСП, работающей по симметричному
кабелю). Полученная максимальная длина регенерационного участка будет равна lру макс»7,8км.
Рисунок 11.1. К расчёту длины регенерационного
участка по коаксиальным кабелям
Расчет параметров надежности
линейного тракта ЦСП
Функционирование цифровой линии передачи
определяется следующими показателями надежности:
- параметр потока отказов l,
представляющий отношение числа отказов объекта за определенный интервал времени
к длительности этого интервала времени при ординарном потоке отказов, 1/час;
наработка на отказ Тд, представляющая
среднее время между отказами в часах;
- вероятность безотказной работы р(t),
т. е. того, что в заданном интервале времени объект (линия передачи и все ее
составляющие) будет находится в работоспособном состоянии;
- среднее время восстановления, характеризующее
среднее время восстановления оборудования линии передачи после устранения
отказа, складывающее из времени поиска и устранения отказа, времени проведения
регулировочно-настроечных работ и др. среднее время восстановления Тв измеряется
в часах;
- коэффициент готовности Кг, т. е.
вероятность того, что оборудование линии передачи будет работоспособно в любой
момент времени;
величина, обратная коэффициенту готовности,
называется коэффициентом простоя, Кп.
Между собой показатели надежности связаны
определенными соотношениями параметр потока отказов l
связан со средним временем безотказной работыТо соотношением:
То = 1/l,
а вероятность безотказной работы, определенная
через параметр потока отказов, равна:
р(t)
= ехр (-lt).
Коэффициент готовности Кг связан со
средним временем безотказной работыТо и средним временем
восстановления Твсоотношением:
Кг = Толп / (Толп
+ Тв),
а коэффициент готовности с коэффициентом простоя
Кп связан соотношением вида:
Кп = 1-Кг.
Расчетная схема для определения показателей
надежности приведена на рисунке 12.1
Рисунок 12.1. Расчёт показателей надёжности
цифровой линии передачи на основе СЦИ
На рисунке 12.1 приняты следующие обозначения:
ООП - оборудование
оконечного пункта, включающее в себя:
MUX1 -
мультиплексор первичного временного группообразования с интенсивностью отказов lMUX1;
MUX2 -
мультиплексор вторичного временного группообразования с интенсивностью отказов lMUX2;
DX1 -
демультиплексор первичного временного группообразования с интенсивностью
отказов lDX1;
DX2 - демультиплексор
вторичного временного группообразования группообразования с интенсивностью
отказов lDX2;
ОРП -
обслуживаемыйрегенерационный пункт с интенсивностью отказов lорп и общимчислом nорп;
НРП - необслуживаемый
регенерационный пункт с интенсивностью отказов lнрп и общим числом nнрп;
КС - кабель связи с интенсивностью отказов
одногокилометра lкаб и
длиною, равной длине линейного тракта Lт,
км.
Интенсивность отказов заданной линии передачи
равна сумме отказов элементов ее составляющих:
lлп = lMUX1+lMUX2 + lDX1 + lDX2 + nорп
×lорп + nнрп×lнрп + Lт×lкаб,
где nоп - число
оконечных пунктов (ОП). В самом простом случае линейный тракт имеет 2 ОП - в
начале и в конце;
nорп - число ОРП, равное 3;нрп
- число НРП, определяемое по формуле:
 ,
где Lт - длина
линейного тракта, приведенная в задании на проект;
lру - длина
регенерационного участка;
При
работе по симметричному кабелю, количество НРП составит:
Значения необходимых параметров для
расчета показателей надежности станционного оборудования и оборудования
линейного тракта приведены в таблице 12.1.
Таблица 12.1
|
Показатели
надежности
|
Тип
оборудования
|
|
MUX1
|
MUX2
|
DX1
|
DX2
|
НРП
|
ОРП
|
Кабель
|
|
l,
1/ч
|
3×10-6
|
5×10-6
|
3×10-6
|
5×10-6
|
3×10-8
|
10-7
|
5×10-8,
1/км
|
|
Тв,
ч
|
0,5
|
0,5
|
0,5
|
0,5
|
4,0
|
0,5
|
5,0
|
Подставив значения интенсивностей отказов в
(12.5), получим:
lлп = 3·10-6 + 5·10-6 + 3·10-6
+ 5·10-6 + 99·3·10-8 + 3·10-7 + 500·5·10-8 = = 41,77·10-6 1/ч.
Среднее время безотказной работы линии передачи
Толп будет равно:
Толп = 1/lлп,
Толп = 23,941×103
ч.
Вероятность безотказной работы линии передачи
согласно (12.2) равна:
рлп(t)
= ехр ( -t
/ Толп),
где t
берется равнымt1=24
часа, t2=720
часов (месяц) и t3=8760
часов (год);
PЛП(24)
= ехр(-24/(24,166×103)) = 0,999;
PЛП(720)
= ехр(-720/(24,166×103)) = 0,9704;
PЛП(8760)
= ехр(-8760/(24,166×103)) = 0,6936.
Расчет коэффициента готовности рассчитывают
согласно формуле (12.3), для которой среднее время восстановления ТвЛП находят по формуле:
ТвЛП = 3,1729 ч » 3 ч 10 мин.
Коэффициент готовности равен:
Кг =0,9999.
Тогдда коэффициент простоя равен:
Кп = 0,0001.
Произведём
аналогичный расчёт для коаксиального кабеля и занесём полученные данные в
таблицу 12.2.
Таблиц 12.2
|
Симметричный
кабель
|
Коаксиальный
кабель
|
|
Число
ОРП, nорп
|
3
|
3
|
|
Число
НРП, nнрп
|
99
|
57
|
|
Интенсивность
отказов, lлп,
1/ч
|
41,77·10-6
|
40,51·10-6
|
|
Среднее
время безотказной работы линии, Толп, ч
|
23,941
|
24,685
|
|
Вероят.
безотк. работы линии, рлп(t),
ч
|
t=1 день
|
0,999
|
0,999
|
|
t=1 месяц
|
0,9704
|
0,9713
|
|
t=1 год
|
0,6936
|
0,7013
|
|
Среднее
время восстановления линии, ТвЛП,
ч
|
3,1729
|
3,1471
|
|
Коэффициент
готовности, Кг
|
0,9999
|
0,9999
|
|
Коэффициент
простоя, Кп
|
0,0001
|
0,0001
|
Заключение
В данном курсовом проекте была рассмотрена
работа системы передачи плезиохронной цифровой иерархии, произведён расчёт
параметров, необходимых для её правильного функционирования, приведена
обобщённая структурная схема цифровой системы передачи с стременным разделением
каналов. В результате выполнения проекта была усвоена работа системы в целом.
Список литературы
1.
Гордиенко В.Н., Тверецкий М.С. Многоканальные телекоммуникационные системы:
Учебник для вузов. М.: Горячая линия - Телеком, 2005;
.
Крухмалев В.В., Гордиенко В.Н., Моченов А.Д. Цифровые системы передачи: Учебное
пособие для вузов / Под ред. А.Д. Моченова. - М.: Горячая линия - Телеком,
2007;
.
Крухмалев В.В., Моченов А.Д. Многоканальные телекоммуникационные системы. Часть
2. Цифровые системы передачи. Учебное пособие. - Ростов н/Д: Рост.гос. ун-т
путей сообщения, 2003. Электронная версия;
.
Основы построения телекоммуникационных систем и сетей: Учебник для вузов /В.В.
Крухмалев, В.Н. Гордиенко, А.Д. Моченов и др.; Под.ред. В.Н. Гордиенко и В.В.
Крухмалева. - М.: Горячая линия - Телеком, 2004;
.
Основы построения телекоммуникационных систем и сетей: Учебник для вузов /В.В.
Крухмалев, В.Н. Гордиенко, А.Д. Моченов и др.; Под. ред. В.Н. Гордиенко и В.В.
Крухмалева. - 2-е изд., испр. - М.: Горячая линия - Телеком, 2008;
.
Крухмалев В.В., Моченов А.Д. Основы построения телекоммуникационных систем и
сетей. Часть 1. Основы построения многоканальных телекоммуникационных систем:
Учебное пособие. - Ростов н/Д: Рост.гос. ун-т путей сообщения, 2003.
Похожие работы на - Многоканальные телекоммуникационные системы
|