Фазові кутові моноімпульсні системи
Фазові кутові
моноімпульсні системи
1. Фазовий кутовий
пеленгатор
У оглядових моноімпульсних
системах із фазовою пеленгацiєю напрямок на ціль визначається порівнянням фаз
сигналів, прийнятих двома рознесеними на відстань l антенами А1
і А2 (рис. 1). Оскільки відстань від цілі до антен
значно більше базової відстані l між антенами, то прийняті від
відповідача сигнали практично однакові за амплітудою, але різняться за фазою на
Дш. Різниця фаз Дш визначається різницею відстаней DS від цілі до антен А1 і А2,
де розмір DS є, у свою чергу, функцією
кутового відхилення цілі DjЦ від РСН
.
Отже
, (1)
де l – довжина хвилі сигналу відповіді.
Оскільки кути DjЦ зазвичай не перевищують двох-трьох градусів,
то .
Звідси
або в градусах
.
На рис. 2 показані графіки
цієї залежності для чотирьох випадків, коли відносні значення антенної бази l/l дорівнюють 5, 10, 20 і 40.
Крутизна відповідних характеристик, тобто
дорівнює, відповідно, 31, 62, 124
і 248.
Таким чином, чим більше відносне
рознесення антен А1 і А2, тим із більшою
точністю можна визначати кутове положення цілі відносно РСН антени.
Здобуття інформації, яка міститься
у різниці фаз прийнятих сигналів, провадиться за допомогою найпростішого
кутового дискримінатора – фазового детектора (ФД). Якщо характеристика ФД
описується виразом
,
.
(2)
Звідси
. (3)
Відповідні графіки для чотирьох
співвідношень l/l
наведені на рис. 3.
Однозначне визначення DjЦ у функції амплітуди сигналу U на
виході ФД можливе лише в тому випадку, коли різниця фаз сигналів Dy лежить у межах ±90°. Таким чином граничні однозначні
значення кутів Dj°Ц ГРАН будуть згідно з рівнянням (1) визначатися виразом
.
Для зазначених вище співвідношень
l/l (5, 10, 20 і 40) граничні
значення кутових відхилень Dj°Ц ГРАН, що можуть бути визначені за допомогою
фазового пеленгатора і ФД, складуть, відповідно, ±2,68°, ±1,48°, ±0,72° і ±0,36°, але з огляду на значне падіння
на ділянках 0,8 < UВІДН < 0,9 і – 0,9 < UВІДН
< – 0,8 (рис. 3) крутизни характеристик UВІДН = f(DjЦ) реальні граничні значення DjЦ орієнтовно дорівнюватимуть ±1,64°; ±0,41° і ±0,21°.
Розглянемо деякі питання
практичної реалізації фазових пеленгаторів.
У фазовому пеленгаторі антенна
система має сформувати дві ідентичні ДН, рівносигнальні напрямки яких строго
паралельні, а фазові центри рознесені на відстань l відносно один
одного. Ширина ДН кожної з антен A1 і A2
згідно з рекомендаціями ICAO не повинна перевищувати 3°. Ця вимога обумовлена
необхідністю зменшення кількості ПС, що одночасно потрапляють у промінь антени,
тобто відповідають одночасно на запити, передані ВРЛ. Крім того, з вузькими ДН
антен радіолокаторів поліпшуються енергетичні показники їхніх передавачів.
У фазових пеленгаторах ДН можуть
формуватися дзеркальними антенами або антенними ґратками. У випадку
застосування дзеркальних антен виконати таку антену з одним відбивачем і двома
рознесеними на достатньо велику відстань опромінювачами неможливо. Сформовані
такою антеною ДН виявляються неідентичними, а РСН – непаралельними. Отже,
антенна система такого пеленгатора повинна складатися з двох самостійних
дзеркальних антен, розміщених на обертовій балці і рознесених, як мінімум, на
відстань поземного розкриву (діаметра) їхніх дзеркал.
Поземний розкрив дзеркала кожної з
антен може бути визначений із таких міркувань.
Ширина ДН параболічних антен на
рівні половинної потужності (Dj°А) в градусах визначається за формулою
,
де R – радіус розкриву
антени; l –
довжина хвилі; f – фокусна відстань параболічного дзеркала;
a=0,5 для площини Е, яка збігається з площиною поляризації
випромінюваної або прийнятої хвилі, і а=0,2 для площини Н,
перпендикулярної до площини Е.
Для ВРЛ, які задовольняють вимоги
ICAO, сигнали відповіді передаються на частоті 1090 МГц із прямовисною
поляризацією. Отже, обраний коефіцієнт а дорівнює 0,2, а l=27,5 см. З практичних
міркувань для отримання задовільної форми ДН краще використовувати довгофокусні
антени. Тому обираємо f = 3 м. Тоді для DjА°=2,5° отримуємо радіус R = 3,7 м, тобто
відстань l між антенами А1 і А2 буде
не меншою 7,4 м. За графіками на рис. 10 і за формулою (3), у якій
значення U обирається 0,9, визначаємо граничне значення кутової поправки
Dj°ц ГРАН однозначного визначення азимутального положення
цілі. Отримуємо
Якщо ширина ДН °, сигнал відповіді може прийти під будь-яким кутом у межах
цієї діаграми, але такий обмежений діапазон визначення азимута цілі є неприпустимим.
У тих випадках, коли як фазовий
кутовий пеленгатор використовуються антенні ґратки, поземний розмір однієї
антени за тих самих вихідних вимог до ДН і рівня бокових пелюсток може становити
5…8,5 м. Для граничного випадку, коли поземний розмір антенних ґраток
дорівнює 5 м, діапазон однозначного визначення азимута цілі буде дещо
більшим , але і він є неприпустимим.
Зазначений вище головний
недолік фазового пеленгатора, а також деякі інші недоліки, як наприклад,
конструкційні труднощі реалізації двоантенної системи, вимоги високої фазової
стабільності каналів, відсутність єдиного каналу відповідей, за яким приймається
додаткова інформація, труднощі в реалізації систем придушення сигналів бокових
пелюсток ДН антен за запитом і відповіддю та ін. призвели до того, що на цей
час у вторинних оглядових радіолокаторах фазовий принцип побудови пеленгаторів
не використовується. Це саме зауваження стосується і комбінованих кутових
пеленгаторів.
2. Фазовий кутовий дискримінатор
Наведемо опис роботи фазового
дискримінатора.
На вхід дискримінатора надходять
сигнали, прийняті сумарною і різницевою ДН пеленгатора і позначені на
функціональній схемі і векторних діаграмах як å і ∆ (точки 1 і 2
на функціональній схемі). На векторних діаграмах показаний випадок, коли обидва
сигнали попередньо фазовані і сумарний сигнал å більше різницевого ∆. Ці
сигнали перетворяться у векторну суму å + i∆ і векторну різницю å − i∆ цих
сигналів. Перетворення здійснюється сумарно-різницевим перетворювачем П
i фазообертачем , що виконує операцію множення
на – i. Множення на i відповідає повороту фази вектора на +90˚,
множення на – i – повороту фази вектора на -90˚. Перетворення
провадиться на високій частоті за допомогою пасивних елементів. За такі
елементи можуть бути використані кільцеві хвилеводні або смужкові мости,
подвійні хвилеводні трійники і хвилеводні або смужкові фазообертачі.
Після перетворювачів високочастотні
сигнали å+i∆
і å-i∆ надходять на
змішувачі і далі у вигляді сигналів проміжної частоти, що зберігають усі фазові
співвідношення високочастотних сигналів, підсилюються й обмежуються за
амплітудою. Після обмеження всі сигнали, незалежно від того, на якій відстані
від радіолокаційної позиції знаходиться ПС, матимуть однакову амплітуду, а
інформація про те, наскільки напрямок на ПС відрізняється від напрямку осі ДН,
утримуватиметься в межах кута б, оскільки згідно з векторними діаграмами,
наведеними на рис. 5, .
Сигнали å+i∆ і å− i∆, позначені
після обмеження як r+ і r-, подаються на
ФД, нормована характеристика якого описана функцією синуса різниці фаз
сигналів, що надходять на його входи, тобто для аналізованого випадку
. (4)
Напруга на виході ФД несе
інформацію не тільки про кутове відношення цілі від напрямку осі антени jа, але і про знак цього відхилення. Дійсно, з векторних діаграм,
поданих на рис. 6, при зміні фази різницевого сигналу D відносно сумарного сигналу S на 180°, вектори r+ і r
– міняються місцями, кут між ними дорівнює -2a і напруга на виході ФД
Якщо
припустити, що сумарна і різницева ДН кутового пелeнгатора описуються, як і для
випадку амплітудного дискримінатора, виразами (3) і (2), то згідно з
виразом (4) пеленгаційна характеристика вторинного моноімпульсного
радіолокатора, що використовує сумарно-різницевий амплітудний пеленгатор і
фазовий кутовий дискримінатор, описуватиметься виразом .
Відповідні характеристики наведені
на рис. 7. Вони подані для випадку, коли довжина хвилі l = 27,5 см, розкриви антенних
ґраток пеленгатора дорівнюють 10; 8 або 5 м, а ДН антени відповідають виразам (4) і (3).
Графіки, наведені на рис. 7,
і вираз (3) підтверджують основний недолік фазового кутового дискримінатора –
малі межі робочого сектора пеленгаційної характеристики.
Дійсно, згідно з виразом (3) межі
однозначного визначення UВИХ обмежуються значеннями аргументу
синусу ±90°, тобто .
Звідси .
фазовий пеленгація кутовий
дискримінатор
Цю умову задовольняє граничний
випадок, коли D/S=1,
тобто робочий сектор пеленгаційної характеристики принципово не може виходити
за межі кутів Dj°Ц, які відповідають точкам
перетинання сумарної і різницевої ДН антени (рис. 5, точки а і б).
Оскільки крутизна пеленгаційної характеристики поблизу цих точок низька, то
реальний робочий сектор характеристики буде ще меншим. Згідно з виразом (3)
межа робочого сектора визначатиметься наближеним виразом
,
де розкрив антени l
вимірюється у метрах, а Dj°гран – у градусах.
3. Фазовий напівкутовий
дискримінатор
Як уже наводилося вище, основним
недоліком фазового кутового дискримінатора, функціональна схема якого наведена
на рис. 4, є мала межа однозначного визначення кутового положення цілі.
Однозначність зберігається в межах, коли кут 2a між векторами r+ і r – лежить у
діапазоні ±90°, тобто коли кут a лежить у межах ±45°.
Робочий сектор, однозначно
визначений коригувальною поправкою Djц, в цьому випадку визначатиметься областю,
де співвідношення прийнятих сигналів D/У лежить у межах від нуля до одиниці, тобто до точок
перетинання сумарної і різницевої ДН антени.
,
із чого витікає, що відношення
сигналів D і å для однозначного визначення
значення U лежатиме в межах від нуля до нескінченості. Робочий сектор
пеленгаційної характеристики значно збільшується, а його межі фактично
визначатимуться шириною ДН сумарного променя антени.
Кутовий дискримінатор, в основу роботи
якого покладений цей принцип, одержав назву сумарно-різницевого напівкутового
фазового дискримінатора або, просто, напівкутового фазового дискримінатора. На
рис. 8 показана спрощена функціональна схема такого дискримінатора, а на
рис. 9 і 10 наведені векторні діаграми сигналів, що ілюструють принцип
роботи цієї схеми.
На вхід схеми надходять сигнали сумарного
і різницевого каналів амплітудного пеленгатора (точки 1 і 2 на
функціональній схемі) і відповідні сигнали на векторних діаграмах. Перетворювач
П, виконаний на пасивному елементі у вигляді кільцевого моста або
хвилеводного трійника, утворює на своїх двох виходах сумарні сигнали +iД
і Д+iУ із поворотом фази одного з вхідних сигналів У або Д на +90°
(точки 3 і 4 на функціональній схемі). Сигнали У і Д попередньо
фазовані для одного з напрямків відхилення цілі від положення осі антени
(рис. 10).
Для випадку відхилення цілі від напрямку
осі антени в протилежну сторону, різниця фаз цих сигналів, як очевидно з
рис. 9, змінюється на 180˚ (рис. 9, вектори 1 і 2).
Після перетворення високочастотних сигналів у проміжну частоту, їхнього
підсилення і «м’якого» обмеження в логарифмічних підсилювачах проміжної частоти
(ППЧ-ЛОГ) сигнали надходять до фазових детекторів ФД-1 і ФД – Опорною напругою
для цих ФД служить сумарний сигнал У, який отримав перед тим такі самі
перетворення, що і сигнали У+iД і Д+iУ, і сумарний сигнал iУ,
зсунутий попередньо за фазою на +90°.
В схемі використані так називані «косинусні»
ФД, у яких вихідна напруга визначається не синусною, а косинусною залежністю
від фазового кута між векторами сигналів вхідної й опорної напруг. Ці детектори
схемно відрізняються від «синусних» ФД тільки тим, що один із вхідних сигналів
попередньо повернений за фазою на 90°.
Згідно з векторними діаграмами,
наведеними на рис. 10,
;
;
;
.
(4)
Для векторних діаграм, наведених на
рис. 10, b=90°+a.
Отже, .
Тоді
;
.
З цих виразів витікає, що знак
пеленгаційної функції міститься у самій функції і вживати спеціальні заходи для
визначення сторони відхилення цілі від напрямку осі антени, як це робилося в амплітудних
ФД, немає потреби.
Якщо припустити, що сумарна і
різницева ДН амплітудного пеленгатора визначаються виразами (4) і (5), то вираз
пеленгаційної характеристики напівкутового фазового дискримінатора, що працює
разом із сумарно-різницевим амплітудним пеленгатором, матиме вигляд
Графіки цієї функції наведені на
рис. 10.
Графіки обраховані за умови, що
довжина робочої хвилі бортових відповідачів дорівнює 27,5 см, а розкриви
антенних ґраток у поземному напрямку дорівнюють відповідно 10; 8 і 5 м. Як очевидно з рисунку, на відміну від пеленгаційних характеристик кутового фазового
дискримінатора (див. рис. 8) робочий сектор однозначного визначення
відхилення цілі від напрямку осі антени в цьому випадку практично обмежується
лише шириною ДН сумарного променя антени і припустимої зміни крутизни пеленгаційної
характеристики.
|
|
|
Деяке ускладнення схеми
напівкутового дискримінатора, пов’язане з необхідністю введення третього каналу
для сумарного сигналу, двох ФД і додаткових перетворювачів фаз, не принципове.
Основним недоліком аналізованої схеми, як і для кутового фазового
дискримінатора, є необхідність стабілізації фазових співвідношень сигналів у
всіх трьох каналах. Нестабільність фази може призвести до прямих помилок
визначення азимутального положення цілі. Усувається цей недолік в сучасних
моноімпульсних ВРЛ раціональністю рішень під час розробки і виготовлення
апаратури приймачів, а також застосуванням контрольних відповідачів і спеціальних
каліброваних пілот-сигналів, за якими провадиться постійна корекція фазових
характеристик дискримінаторів.
На разі принцип напівкутового
фазового визначення азимутального положення цілей використовується в
радіолокаторах RSM 970 (Thomson-CSF, Thales, Франція), RSM 970S (Airsys ATM, Франція),
IRS-20 MP/L (Indra-Іспанія), MSSR/Mode S (Northrop Grumman, США), S-470
Messenger (Marconi Radar Systems, Англія), CM SSR-401 (Cardion Electronics,
США) і в деяких інших радіолокаторах.